一種基于MMC的分布式單級光伏并網(wǎng)系統(tǒng)研究

陽鵬飛，王? 衛(wèi)，陳? 瀚 (湖南工業(yè)大學(xué)?電氣與信息工程學(xué)院，湖南?株洲?412008)
摘? 要：結(jié)合MMC和光伏電源的工作特性，利用模塊化多電平換流器具有易級聯(lián)擴展的優(yōu)點，本文設(shè)計了 一種基于MMC的分布式單級光伏并網(wǎng)系統(tǒng), 該拓撲結(jié)構(gòu)能解決局部陰影條件下，光伏電源功率配置不平衡問 題。即在級聯(lián)式MMC中的每一個半橋子模塊中并聯(lián)一組光伏陣列，并且這種新型子模塊具備一定的故障切 除能力。這種分布式單級光伏并網(wǎng)系統(tǒng)，在減少DC/DC環(huán)節(jié)的情況下，本文設(shè)計了對應(yīng)的控制方法，其中 MMC的并網(wǎng)控制采用基于PI的電流解耦并網(wǎng)控制，子模塊的電容電壓控制采用微調(diào)穩(wěn)壓的方法。通過PSCAD/ EMTDC仿真軟件驗證了該系統(tǒng)的有效性，結(jié)果顯示該系統(tǒng)可以提高光伏陣列的太陽能利用率，滿足對每一個 光伏陣列的單獨控制、適合高電壓等級的要求，而且對電網(wǎng)的諧波污染少。 

關(guān)鍵詞：模塊化多電平換流器；光伏陣列；子模塊；電流解耦控制

0  引言 

我們目前使用的光伏系統(tǒng)中，一般串聯(lián)數(shù)十個光伏 電池來提高逆變側(cè)輸出電壓。對于這種連接方式，當(dāng)出 現(xiàn)局部陰影時，會降低整個直流端的電流輸出，影響整 個系統(tǒng)的最大功率點追蹤控制。文獻^[1]在每個光伏組 件旁反并聯(lián)一個二極管，當(dāng)發(fā)生局部陰影時，二極管電 路會取代光伏電池運行，以免陰影組件影響整個系統(tǒng)輸 出。這種結(jié)構(gòu)帶來的新問題，該陰影組件被取代后，會 變成負載消耗系統(tǒng)能源，降低了整個光伏系統(tǒng)的輸出 效率。 

現(xiàn)在運行的VSC逆變器中，采用二三電平居多，如 文獻^[2]研究了在不同容量要求下，可以采用不同的三電 平光伏逆變器，但一般應(yīng)用在低電壓和中小容量場所， 單個逆變器無法承受高壓和大容量的要求。若直接把傳統(tǒng)的二三電平逆變器并聯(lián)運行，如何確保開關(guān)器件的 同步觸發(fā)、如何使各逆變器的輸出電流平衡又稱為一個 難點，文獻^[3-6]研究的是兩級式光伏逆變，中間采用 boost/buck電路穩(wěn)壓，使得直流輸出端達到最大效率值 運行。文獻^[7]的光伏逆變系統(tǒng)中，交流端需要添加LCL 濾波器，不僅增加經(jīng)濟成本，整體諧波也偏高。相反， 模塊化多電平換流器（MMC）不僅能滿足大容量和高 壓的需求，而且MMC的輸出電壓波形為多電平的階梯 波，輸出諧波THD含量低，無需添加額外的濾波器，波 形質(zhì)量較傳統(tǒng)逆變器而言相對更好，因此探索MMC在 光伏并網(wǎng)中的應(yīng)用是許多學(xué)者目前都在從事的研究，文 獻^[8]針對MMC在光伏中的應(yīng)用進行了研究，但是采用 的是把每一個光伏電池經(jīng)過DC/DC變換之后，與MMC 的每個子模塊電容并聯(lián)的形式，這種整合形式增加了經(jīng)濟成本，使得整個系統(tǒng)結(jié)構(gòu)變得異常復(fù)雜。文獻^[9]提出 的一種基于MMC的新型光伏系統(tǒng)，控制過于復(fù)雜。 

基于上述研究情況，所以本文提出一種基于MMC 的分布式單級光伏并網(wǎng)系統(tǒng)，對MMC與光伏陣列結(jié)合 的新型子模塊(PM)拓撲結(jié)構(gòu)進行詳細機理分析，把本文 設(shè)計的MMC新型子模塊與傳統(tǒng)半橋MMC子模塊對比, 說明其特點。對新型子模塊(PM)的穩(wěn)壓控制進行介紹， 使得PM的電容電壓工作在光伏電池的最大功率點電壓 附近。該系統(tǒng)的并網(wǎng)控制采用基于PI的電流解耦并網(wǎng)控 制。最后，通過PSCAD/EMTDC仿真軟件驗證該系統(tǒng)的 有效性。

1  基于MMC的光伏拓撲結(jié)構(gòu)及原理 

本文提出的一種基于MMC的光伏并網(wǎng)系統(tǒng)如圖1 所示。本文設(shè)計的MMC光伏并網(wǎng)結(jié)構(gòu)主電路跟傳統(tǒng)一 般MMC一樣，總共分為三相，其中每一相包含兩個橋 臂，每個橋臂中不僅包含N個PM子模塊，而且每個上 下橋臂各自都有一個電感L1、L2。這種光伏陣列和子 模塊結(jié)合成的PM模塊與一般MMC級聯(lián)電路不同，PM 模塊省略了DC/DC變換電路，將光伏組件直接與子模塊 的電容并聯(lián)而成。另外傳統(tǒng)MMC的子模塊結(jié)構(gòu)包括半 橋型子模塊、全橋型子模塊和雙箝位型子模塊。其中具 有支流故障穿越能力的是全橋型子模塊和雙箝位型子模 塊，缺點是成本高、結(jié)構(gòu)復(fù)雜。目前流行的半橋型子模 塊不具備直流故障清除能力，基本上都是需要額外加裝 交流斷路器來保護線路。為此本文特意設(shè)計的MMC光 伏并網(wǎng)結(jié)構(gòu)中，也對PM模塊進行了細微改進。 

改進的PM模塊結(jié)構(gòu)如圖2所示,與一般的PM模塊不 同的是：加入了快速開關(guān)和壓接式封裝晶閘管，在AB 端口處并聯(lián)了一個高速開關(guān)K1和兩個晶閘管D4、D5,當(dāng) 子模塊發(fā)生故障時，使用K1閉合快速旁路故障，用于保 護子模塊，使得橋臂電流連續(xù)，晶閘管D3、D4、D5則 用來保護與之對應(yīng)的續(xù)流二極管，防止故障電流沖擊續(xù) 流二極管。當(dāng)電容電壓過大或者MMC閉鎖時，VT3導(dǎo) 通，使大電阻R成為電容和光伏電池的負載。

1.1 子模塊運行原理 

根據(jù)電流I_sm 的大小和方向，采用合適地開關(guān)狀 態(tài)，就可使PM模塊的電容電壓穩(wěn)定在最大功率點電 壓，從而保證了PV組件的最大功率輸出。表1給出了 PM模塊處于不同開關(guān)狀態(tài)和電流方向(I_sm 流入PM模塊 時為正)時的PM模塊電容電壓U_c 的變化過程。表中： 開關(guān)狀態(tài)1對應(yīng)IGBT開通，0對應(yīng)IGBT關(guān)斷。根據(jù)光伏 電池的不同光照下的V-I曲線可知，當(dāng)光伏電池的輸出電壓過高時，也就是子模塊電容電壓過高時，光伏電池 的輸出電流基本為零，PM工作模式相當(dāng)于普通的半橋 子模塊工作方式。

2  系統(tǒng)控制策略 

2.1 基于PI的電流解耦并網(wǎng)控制 

MMC的輸出交流信號需要將三相并網(wǎng)電流變換到 d-q坐標系后，再利用PI控制器進行控制。MMC并網(wǎng) 運行時，其輸出有功功率和無功功率各自與并網(wǎng)電流 在d軸和q軸上的分量i_d 、i_q 有關(guān)，故只要對并網(wǎng)電流的 i_d 、i_q 分量采取控制措施，就能實現(xiàn)對輸出有功和無功 功率的單獨控制。設(shè)u_sa、u_sb、u_sc是三相MMC的內(nèi)部等 效交流輸出電壓，L_eq和R_eq分別是單相MMC的等效電感 和電阻，e_va、e_vb、e_vc為電網(wǎng)側(cè)三相電壓，i_va、i_vb、i_vc為 電網(wǎng)側(cè)三相電流。則

經(jīng)過Park變化又可以得到：

以上公式可以看出MMC變換器的電流電壓在d-q坐 標下是相互耦合關(guān)系，為此，我們可以采取解耦控制實 現(xiàn)并網(wǎng)。 

設(shè)K₁、K₂為PI比例系數(shù)，K_i1、K_i2為PI積分系數(shù)。 i_{sd_ref}和i_{sq_ref}分別是MMC并網(wǎng)電流在d-q坐標下i_sd、i_sq的 參考值。通過總結(jié)以上公式可以得到：

由此得出，通過控制MMC輸出電流的i_sd、i_sq分量， 就可以對其進行解耦控制，其具體控制框圖如圖3所 示，MMC的輸出電流通過Park變換后得到i_sd、i_sq,然后 通過PI控制使i_sd、i_sq分別跟蹤它們的參考值i_{sd_ref}、i_{sq_ref}， 兩個PI控制器的輸出再通過解耦控制后得到u_sd、u_sq，最 后將u_sd、u_sq進行Park反變換便可得到三相MMC輸出電 壓的參考值。其中,鎖相環(huán)PLL提供了實時的相位角和頻 率信息，保證輸入信號與輸出信號在頻率和相位上保持 一致。

2.2 PM模塊電容電壓微調(diào)制 

僅靠上層控制的并網(wǎng)電流解耦控制調(diào)節(jié)并不能保證 每個電容電壓平衡。為此通過對各子模塊的參考電壓進 行微調(diào)，間接地調(diào)節(jié)對應(yīng)子模塊開關(guān)管在每個開關(guān)周期 內(nèi)的占空比，最終達到橋臂內(nèi)部電容電壓平衡的控制效 果。以MMC的A相橋臂第j個子模塊的驅(qū)動電壓生成過 程為例，控制拓撲如圖4所示。第j個子模塊電容電壓實 際值U_acj與整個橋臂的子模塊電容電壓之和U_{a_cj}的平均 值做差，所得的偏差量與該橋臂環(huán)流電流i_{j_ac}的乘積經(jīng) 過比例和限幅環(huán)節(jié)，即為參考電壓的微調(diào)量U_ajcref。然后 把A相的并網(wǎng)電流參考值U_{a_ref}與微調(diào)量相加，得到A相 上下橋臂每個子模塊的獨立驅(qū)動信號U_{adiff_j}，最后通過閥級調(diào)制策略對IGBT進行調(diào)制。

其中，橋臂環(huán)流電流i_{j_ac}為A相上下橋臂電流i_ap與i_an 相加平分得來。

3  MMC調(diào)制方式 

本文采用的閥級調(diào)制方式為載波移相調(diào)制策略 （CPS-PWM）。調(diào)制原理如圖5所示。

該調(diào)制方法的等效開關(guān)頻率很高(f=Nfc)，而開關(guān) 器件的實際開關(guān)頻率卻很低，所以該調(diào)制策略具有良好 的諧波特性，非常適用于本文設(shè)計的控制系統(tǒng)。以A相 為例來說明，已知上下橋臂參考電壓為u_pa、u_na則各子模 塊的調(diào)制電壓可以表示為：

調(diào)制流程為：對于每個橋臂中的N個子模塊，采用 相同開關(guān)頻率的正弦波，每個子模塊對應(yīng)的三角載波 依次移開1/N個周期，即每一個子模塊三角波之間相差 2π/N相位角,上、下2個橋臂的調(diào)制波相差180°或者為 同一調(diào)制波皆可，再讓每一個子模塊的載波與對應(yīng)的調(diào) 制波進行比較，生成N組子模塊對應(yīng)的PWM調(diào)制信號，這樣的話，任意時刻MMC投入運行的子模塊個數(shù)為N， 且每相的中上、下橋臂入的模塊個數(shù)互補。MMC的三 相橋臂調(diào)制波的相位角參考值見下表2。

U_{adiff_j}為本文設(shè)計的CPS-PWM，載波采用高頻率的 三角波f_c，幅值為0~1，相位角設(shè)置如表2所示，最后由 調(diào)制波與三角載波的比較獲得子模塊的觸發(fā)信號。
4  仿真驗證 

本文仿真利用PSCAD/EMTDC電力系統(tǒng)仿真軟件搭 建了一個基于MMC的分布式單級光伏并網(wǎng)模型，交流 輸出為MMC的9電平構(gòu)成，仿真時間為0.6 s，設(shè)直流電 壓參考值為6 kV，橋臂電感為20 mH,子模塊電容大小為 5 000 μF，載波頻率為500 Hz，交流側(cè)阻抗為10 Ω。其 中每個子模塊中并聯(lián)的光伏陣列的參數(shù)見表3。

PM模塊的電容電壓經(jīng)過微調(diào)控制，電壓值穩(wěn)定在 0.67 kV左右，與光伏陣列的最大功率點追蹤控制電壓 數(shù)值相差不大，其中一個PM模塊的電容電壓仿真結(jié)果 見圖6。

MMC經(jīng)過基于PI的電流解耦控制以后，三相交流 輸出電壓和電流見圖7和圖8。

對A相的交流輸出電流進行諧波畸變率（THD）分 析，結(jié)果如圖9所示，結(jié)果顯示最大畸變率為0.268%。

仿真結(jié)果表明，本文所提出的MMC拓撲結(jié)具有很強的優(yōu)勢，輸出電流最高諧波畸變率為0.268％，符合 IEEE1547的電能質(zhì)量要求。

5  結(jié)論 

本文提出的分布式單極MMC光伏并網(wǎng)系統(tǒng)適用大 電容、高電壓的場合，而且子模塊直接與光伏電池并 聯(lián)，省去DC/DC變換電路環(huán)節(jié)，MMC的交流輸出電壓 和電流符合電能質(zhì)量要求，無需濾波電路。通過基于PI 的電流解耦控制和電容電壓微調(diào)控制，能夠使得每一個 子模塊的電容電壓能夠穩(wěn)定在與其并聯(lián)的光伏組件最大 功率點電壓附近，從而確保PM模塊輸出效率最優(yōu)。當(dāng) MMC的電平數(shù)量增多時，本文設(shè)計的光伏系統(tǒng)優(yōu)勢更 加明顯。

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