基于預(yù)測(cè)電流控制的T型三電平并網(wǎng)逆變器研究

作者簡(jiǎn)介：雷蘭(1992—)，女，通訊作者，助理工程師，研究方向：電力電子變換器、新能源充電樁和電力營(yíng)銷等，郵件：1016158763@qq.com。

0   引言

隨著分布式能源的發(fā)展，逆變器是新能源系統(tǒng)與電網(wǎng)接口的核心關(guān)鍵設(shè)備，其拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和控制方式直接決定了分布式系統(tǒng)性能的優(yōu)劣^[1]。對(duì)于三電平拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)而言，該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)具有逆變轉(zhuǎn)換效率高、開(kāi)關(guān)器件的電壓應(yīng)力等級(jí)低、諧波含量和dv/dt 較低等優(yōu)點(diǎn)^[2-3]，而T 型拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)比傳統(tǒng)的NPC(Neutral Point Clamped) 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)具有二極管數(shù)量少、轉(zhuǎn)換效率高、功率損耗均勻等優(yōu)點(diǎn)^[4-5]。

對(duì)于T 型并網(wǎng)逆變器而言，輸出電流控制是逆變器接入并網(wǎng)的關(guān)鍵技術(shù)^[6]，目前最主要的控制方法包括滯環(huán)控制、PI(Proportional Integral) 控制和PR(Proportional Resonance) 控制等。滯環(huán)控制方法雖具有動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度較快的優(yōu)點(diǎn)，但在其控制方式下輸出的并網(wǎng)電流波形容易失真，而且采樣頻率較高，加大了并網(wǎng)側(cè)濾波電感設(shè)計(jì)難度^[7]。在同步坐標(biāo)系的PI 控制方式下，逆變器系統(tǒng)的輸出電流以及電網(wǎng)電壓或者輸出電壓分量直接被采樣并參與數(shù)字控制，由于數(shù)學(xué)模型之間存在耦合的緣故，難以實(shí)現(xiàn)輸出電流的無(wú)靜差跟蹤。在靜止坐標(biāo)系的PR控制方式下，雖能實(shí)現(xiàn)輸出電流的無(wú)靜差跟蹤，但PR控制器的參數(shù)難以設(shè)計(jì)^[8]。

基于上述分析，本文提出了預(yù)測(cè)電流控制和功率前饋的雙閉環(huán)控制策略，一方面克服了電網(wǎng)電流諧波對(duì)系統(tǒng)的造成干擾的問(wèn)題，降低了并網(wǎng)輸出電流的諧波含量(Total Harmonic Distortion, THD)，另一方面改善了整個(gè)并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)以及靜態(tài)性能。最后，通過(guò)一臺(tái)23 kW 的逆變器樣機(jī)驗(yàn)證了所提方法及控制策略的正確性與有效性。

1   T型逆變器系統(tǒng)及數(shù)學(xué)模型

圖1 所示為三相三線制T 型并網(wǎng)逆變器的主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。其中：Udc 為直流電源電壓；idc 為直流側(cè)輸出電流；C₁ 和C₂ 為直流側(cè)均壓電容(C = C1 = C2)；U_C1和U_C2 為逆變器正、負(fù)母線電壓；Lj 為橋臂濾波電感；Qj1- j4 為功率開(kāi)關(guān)器件；ij 為逆變器輸出交流電流；ej為電網(wǎng)電壓( 全文中的下標(biāo)j = a，b，c)。

定義Sj 為開(kāi)關(guān)變量，其物理含義為三相橋臂的輸出狀態(tài)。表1 所示為三相橋臂中a 相的開(kāi)關(guān)變量S_a對(duì)應(yīng)該橋臂上各功率開(kāi)關(guān)管的瞬時(shí)開(kāi)關(guān)狀態(tài)^[9]，b 相橋臂和c 相橋臂與a 相橋臂的開(kāi)關(guān)狀態(tài)類似。

表1 a相開(kāi)關(guān)狀態(tài)表

根據(jù)對(duì)表1 中a 相的開(kāi)關(guān)狀態(tài)進(jìn)行研究分析，三相各橋臂電路類似于一個(gè)單刀三擲開(kāi)關(guān)，可用開(kāi)關(guān)函數(shù)Sj表示，詳細(xì)表達(dá)式為：

其中：i = P，O，N 分別表示各橋臂的三條支路。

根據(jù)基爾霍夫電流定律(Kirchhoff’s Current Law,KCL)，可得T 型三電平并網(wǎng)逆變器在三相靜止abc 坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型為^[10]：

式中：r 為輸出濾波電感的等效內(nèi)阻；ujo 為三相三線制電網(wǎng)中性點(diǎn)到橋臂輸出點(diǎn)之間的電壓；SjP 和SjN為開(kāi)關(guān)狀態(tài)。

根據(jù)三相平衡原理ea + eb + ec = 0，可知三相T 型三電平并網(wǎng)逆變器的輸出電流在兩相旋轉(zhuǎn)d-q 坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型為：

式中：SdP 和SqN 為開(kāi)關(guān)狀態(tài)；ed，eq 和id，iq 分別為旋轉(zhuǎn)d-q 坐標(biāo)系下的電網(wǎng)電壓和輸出并網(wǎng)電流；ud和uq 為旋轉(zhuǎn)d-q 坐標(biāo)系下的逆變器橋臂輸出電壓。根據(jù)輸出側(cè)狀態(tài)方程(3)，可以看出逆變器在d-q坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型中，d 軸和q 軸之間的函數(shù)表達(dá)式存在著耦合關(guān)系，為了實(shí)現(xiàn)d-q 軸下的解耦控制，需要在輸出電網(wǎng)交流電壓中引入前饋控制量-ωid 和ωiq，使其與橋臂輸出電壓分量ud 和uq 中的耦合項(xiàng)相互抵消。

2   逆變器控制策略

圖2 所示為系統(tǒng)整體控制框圖。其中：電壓外環(huán)的作用是對(duì)逆變器的直流側(cè)母線電壓進(jìn)行直接控制；電流內(nèi)環(huán)的作用則是按照電壓外環(huán)輸出的電流參考指令進(jìn)行相應(yīng)的電流控制，從而改善控制對(duì)象；功率前饋控制則提高了逆變器系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)響應(yīng)能力；預(yù)測(cè)電流控制則降低了輸出電流諧波；單載波調(diào)制則是為了簡(jiǎn)化控制并易于數(shù)字化控制的實(shí)現(xiàn)。

2.1 功率前饋控制

根據(jù)瞬時(shí)功率理論，可得兩相旋轉(zhuǎn)d-q 坐標(biāo)系下的逆變器輸出瞬時(shí)有功功率和瞬時(shí)無(wú)功功率表達(dá)式為

由于能量守恒，逆變器的輸入功率和額定輸出功率處于平衡狀態(tài)，當(dāng)無(wú)功功率趨于零或者等于零時(shí)，此時(shí)逆變器正常工作在單位功率因數(shù)狀態(tài)下，即僅向電網(wǎng)輸送有功功率，此時(shí)eq = 0。為了保持直流側(cè)輸出電壓的穩(wěn)定，不受并網(wǎng)電壓和交流負(fù)載變化的干擾，提出一種功率前饋的控制方法，同時(shí)也提高了系統(tǒng)輸出并網(wǎng)電流的靜態(tài)性能。當(dāng)電網(wǎng)電壓保持穩(wěn)定且忽略逆變器自身的損耗時(shí)，逆變器系統(tǒng)的輸入功率與并網(wǎng)輸出的功率相等，此時(shí)前饋電流可表示為：

2.2 預(yù)測(cè)電流控制

由于傳統(tǒng)的控制方法存在采樣延遲和控制精度低的缺點(diǎn)。在利用DSP 進(jìn)行樣機(jī)實(shí)現(xiàn)時(shí)發(fā)現(xiàn)，硬件采樣電路中的濾波電路會(huì)對(duì)電流造成延時(shí)，而且輸出指令參考電流的計(jì)算也會(huì)造成相應(yīng)的延時(shí)，這對(duì)并網(wǎng)電流質(zhì)量造成巨大的影響。為了克服延時(shí)造成的這些問(wèn)題，必須對(duì)電流的采樣過(guò)程及計(jì)算值進(jìn)行預(yù)測(cè)處理。本文采用的預(yù)測(cè)電流控制是基于當(dāng)前的電流采樣值來(lái)預(yù)測(cè)下一時(shí)刻的電流作為反饋電流值，這樣就可以消除采樣和計(jì)算造成的延時(shí)。

圖3 所示為電流采樣策略，兩次電流的采樣是在DSP(Digital Signal Processor) 定時(shí)器的周期中斷和下溢中斷間隔期間完成的。根據(jù)硬件電路和所提采樣方法，最佳預(yù)測(cè)時(shí)間為T(mén)_s /2(T_s 為開(kāi)關(guān)周期)，預(yù)測(cè)公式推導(dǎo)如圖4。其中：xk 為采樣時(shí)間；ik 為采樣時(shí)間對(duì)應(yīng)的采樣電流；i4 為當(dāng)前電流采樣值；im 為預(yù)測(cè)電流值；xk-xk-1=Ts；xm-x4=Ts/2。

根據(jù)泰勒展開(kāi)式可得：

在逆變器系統(tǒng)中，采樣時(shí)間間隔非常短，則T_s很小。因此在計(jì)算導(dǎo)數(shù)時(shí)可由線性公式近似替代，可知：

當(dāng)Δt = T_s /2 時(shí)，將式(7) 代入(6) 中可得：

通過(guò)泰勒公式進(jìn)行預(yù)測(cè)控制，該控制方式相對(duì)簡(jiǎn)單、數(shù)字化功能實(shí)現(xiàn)較容易，且使系統(tǒng)具備良好的動(dòng)態(tài)以及靜態(tài)響應(yīng)能力。

3   實(shí)驗(yàn)結(jié)果與分析

為了驗(yàn)證預(yù)測(cè)電流控制策略和前饋功率控制的有效性，設(shè)計(jì)并搭建了額定功率為23 kW 的T 型三電平逆變器樣機(jī)。表2 為整個(gè)逆變系統(tǒng)的實(shí)驗(yàn)參數(shù)。

當(dāng)逆變器處于額定輸出功率(23 kW) 工作狀態(tài)時(shí)，電網(wǎng)交流a 相電壓和輸出并網(wǎng)電流的實(shí)驗(yàn)波形如圖5 所示。從實(shí)驗(yàn)波形可以看出，輸出并網(wǎng)電流的波形高度正弦化，并與電網(wǎng)交流電壓同頻率同相位。通過(guò)結(jié)果分析可知，功率因數(shù)為0.999 3，且電網(wǎng)電流的THD 為1.197%。

圖6 所示為逆變器在直流側(cè)功率突然發(fā)生變化時(shí)直流母線電壓和并網(wǎng)電流的動(dòng)態(tài)性能?？梢钥闯觯捎们梆伖β士刂撇呗钥梢越档蜁簯B(tài)過(guò)程，實(shí)現(xiàn)了直流母線電壓調(diào)節(jié)的高性能。

圖7 所示為T(mén) 型三電平逆變器在17 kW 負(fù)載條件下的輸出電流和電網(wǎng)相電壓波形。通過(guò)實(shí)驗(yàn)結(jié)果比較可知，預(yù)測(cè)電流控制比傳統(tǒng)電流反饋控制的并網(wǎng)輸出電流THD 較低。

4   結(jié)語(yǔ)

本文介紹了一種高壓大功率的三相T 型三電平并網(wǎng)逆變器。通過(guò)預(yù)測(cè)電流控制策略達(dá)到了降低輸出并網(wǎng)交流電流THD 的目的，采用功率前饋控制方法則提高了逆變器系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)以及靜態(tài)性能。樣機(jī)實(shí)驗(yàn)結(jié)果進(jìn)一步驗(yàn)證了所提方法和控制策略的正確性及可行性，體現(xiàn)出該逆變系統(tǒng)具有低成本、易于控制等特點(diǎn)。

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（本文來(lái)源于《電子產(chǎn)品世界》雜志2021年1月期）