電流檢測(cè)放大器的差分過(guò)壓保護(hù)電路

惡劣環(huán)境是電機(jī)控制或電磁閥控制應(yīng)用中的許多電氣系統(tǒng)必須面對(duì)的現(xiàn)實(shí)?？刂齐姍C(jī)和電磁閥的電子裝置需要非常接近使終端應(yīng)用發(fā)生物理運(yùn)動(dòng)的高電流和電壓。除了近距離外，這些系統(tǒng)常常會(huì)進(jìn)行維修(例如，雇傭技工更改洗碗機(jī)電磁閥的控制器板)，這就為非故意的接線錯(cuò)誤留下了可能性。接近高電流和電壓，加上接線不當(dāng)?shù)目赡苄?，要求設(shè)計(jì)需要考慮過(guò)壓保護(hù)。

為了構(gòu)建高效安全的系統(tǒng)，須使用精密電流檢測(cè)放大器來(lái)監(jiān)控這些應(yīng)用中的電流。精密放大器電路設(shè)計(jì)需要防止過(guò)壓影響，但這種保護(hù)電路可能會(huì)影響放大器的精度。適當(dāng)?shù)卦O(shè)計(jì)、分析和驗(yàn)證電路，可以在保護(hù)和精度之間達(dá)成平衡。本文討論兩種常見(jiàn)保護(hù)電路，以及這些電路的實(shí)施會(huì)如何影響電流檢測(cè)放大器的精度。

電流檢測(cè)放大器

大部分電流檢測(cè)放大器可處理高共模電壓(CMV)，但不能處理高差分輸入電壓。在某些應(yīng)用中，存在分流器的差分輸入電壓超過(guò)放大器的額定最大電壓的情況。這在工業(yè)和汽車電磁閥控制應(yīng)用(圖1)中很常見(jiàn)，短路可能會(huì)引發(fā)故障，將電流檢測(cè)放大器暴露于高差分輸入電壓(其可能達(dá)到與電池相同的電位)之下。這種差分過(guò)壓可能會(huì)損壞放大器，尤其是在沒(méi)有保護(hù)電路的情況下。

圖1. 電磁閥控制應(yīng)用中的高端電流檢測(cè)

過(guò)壓保護(hù)電路

圖2顯示電流檢測(cè)放大器的過(guò)壓保護(hù)基本連接。當(dāng)差分輸入電壓超過(guò)指定放大器的最大額定值時(shí)，放大器就可能會(huì)將電流拉入內(nèi)部保護(hù)二極管。若輸入引腳之間存在大差分電壓信號(hào)，則額外的串聯(lián)電阻R1和R2可防止大電流流入內(nèi)部保護(hù)二極管。

圖2. 基本過(guò)壓保護(hù)電路

保護(hù)電路能夠承受的最大額定電壓和最大輸入電流隨器件而不同。一般經(jīng)驗(yàn)法則是，流過(guò)內(nèi)部差分保護(hù)二極管的電流應(yīng)以3 mA為限，除非規(guī)格書(shū)指明可接受更大的電流值。將該值代入以下等式，計(jì)算R1和R2的值：

其中：V_{IN_MAX}是預(yù)計(jì)最大差分電壓。VRATED_MAX是最大額定電壓(0.7 V)。R是總串聯(lián)電阻(R1 + R2)。

例如，假設(shè)預(yù)計(jì)最大瞬態(tài)輸入電壓為10 V，則等式為：

如果R = 3.1 kΩ，則根據(jù)等式1，R1和R2 = 1.55 kΩ。R1和R2的這些數(shù)值非常大，考慮到特定放大器的輸入阻抗，R1和R2會(huì)對(duì)總系統(tǒng)性能貢獻(xiàn)較大誤差。

降低R1和R2的一種方法是在輸入引腳增加電流能力更高的外部保護(hù)二極管，如圖3所示。

圖3. 外置輸入差分保護(hù)二極管的過(guò)壓保護(hù)電路

例如，使用Digi-Key B0520LW-7-F肖特基二極管時(shí)(該二極管可處理高達(dá)500 mA正向電流)，R值降低至20 ?。

系統(tǒng)性能的權(quán)衡

在放大器輸入端加入串聯(lián)電阻可能會(huì)降低某些性能參數(shù)。某些放大器中，R1和R2與內(nèi)部精密電阻串聯(lián)。在其他放大器中，失調(diào)電流與電阻一同產(chǎn)生失調(diào)電壓。更有可能受影響的參數(shù)是增益誤差、共模抑制比(CMRR)和失調(diào)電壓。

為了研究串聯(lián)電阻的潛在影響，測(cè)量了兩款電流檢測(cè)放大器，其輸入引腳均配置有保護(hù)電阻。評(píng)估增益誤差、CMRR和失調(diào)電壓的測(cè)試設(shè)置如圖4所示。該設(shè)置采用Agilent E3631A電源向器件提供5 V單電源，采用Yokogawa GS200精密直流源產(chǎn)生差分輸入電壓信號(hào)，采用HAMEG HMP4030設(shè)置CMV，采用Agilent 3458A精密萬(wàn)用表測(cè)量電流檢測(cè)放大器的輸出電壓。

圖4. 評(píng)估增益誤差、CMRR和失調(diào)電壓的測(cè)試設(shè)置

評(píng)估AD8210 和 AD8418 以便測(cè)量額外串聯(lián)電阻對(duì)器件增益誤差、CMRR和失調(diào)電壓參數(shù)的影響。

增益誤差

當(dāng)串聯(lián)電阻與放大器輸入端串聯(lián)時(shí)，它們與放大器的差分輸入阻抗一起構(gòu)成一個(gè)電阻分壓器。該電阻分壓器引入一個(gè)衰減，其作為額外增益誤差出現(xiàn)在電路中。放大器的差分輸入阻抗越低，該額外增益誤差越大。

表1顯示AD8210經(jīng)計(jì)算得到的額外增益誤差和實(shí)際增益誤差。分別在帶與不帶保護(hù)電路的情況下測(cè)試AD8418。表2顯示該放大器經(jīng)計(jì)算得到的額外增益誤差和實(shí)際增益誤差。

表1：AD8210增益誤差

表2：AD8418增益誤差

實(shí)測(cè)結(jié)果是，AD8418增益誤差偏移0.013%，而AD8210偏移0.497%。AD8418和AD8210的輸入阻抗分別是150 kΩ和2 kΩ，因此，AD8418引入的誤差會(huì)遠(yuǎn)小于AD8210。

共模抑制比

由于電流檢測(cè)放大器經(jīng)常暴露在高CMV的環(huán)境中，因此CMRR是最重要的規(guī)格參數(shù)之一。CMRR衡量器件抑制高CMV和獲得較優(yōu)精度與性能的能力。即放大器的兩個(gè)輸入端施加相等電壓時(shí)，所測(cè)得的輸出電壓變化。CMRR定義為差分增益與共模增益之比，通常以dB表示。使用以下等式計(jì)算兩個(gè)放大器的CMRR值：

其中：A_DM為AD8210和AD8418的差分增益(A_DM = 20)。A_CM為共模增 益ΔV_OUT/ΔV_CM。

當(dāng)串聯(lián)電阻與放大器輸入端串聯(lián)時(shí)，串聯(lián)電阻的失配會(huì)加到內(nèi)部電阻的失配上，這會(huì)影響CMRR。電流檢測(cè)放大器AD8210和AD8418的CMRR測(cè)量結(jié)果分別如表3和表4所示。

表3. AD8210 CMRR性能(增益為20)

表4. AD8418 CMRR性能(增益為20)

結(jié)果表明，額外外部串聯(lián)電阻的影響是AD8418 CMRR降低，而對(duì)AD8210 CMRR的影響相對(duì)較小。AD8418變?yōu)?9 dB，AD8210則幾乎保持不變(94 dB)。對(duì)于固定增益器件，AD8418和AD8210的共模阻抗相對(duì)較高，分別為750 kΩ和5 MΩ。

失調(diào)電壓

當(dāng)偏置電流流過(guò)外部電阻時(shí)，會(huì)產(chǎn)生一個(gè)與器件固有失調(diào)電壓串聯(lián)的誤差電壓。為了計(jì)算這一額外的失調(diào)電壓誤差，可將輸入失調(diào)電流(I_OS，兩個(gè)輸入偏置電流之差)乘以輸入引腳上的外部阻抗，如以下等式所示：

其中：IOS為輸入失調(diào)電流。R為額外外部阻抗。

基于AD8210和AD8418電流檢測(cè)放大器測(cè)量結(jié)果的失調(diào)電壓增加量分別如表5和表6所示。

表5. 由輸入失調(diào)電流和外部阻抗引起的AD8210額外失調(diào)電壓

表6. 由輸入失調(diào)電流和外部阻抗引起的AD8418額外失調(diào)電壓

結(jié)果顯示，AD8418失調(diào)電壓的增加量大于AD8210失調(diào)電壓的增加量。這是由AD8418約為100 μA的輸入失調(diào)電流引起的。輸入引腳串聯(lián)的任何額外阻抗都會(huì)與輸入失調(diào)電流結(jié)合，產(chǎn)生額外失調(diào)電壓誤差。

結(jié)論

在輸入引腳上增加額外的串聯(lián)電阻是保護(hù)電流檢測(cè)放大器免受過(guò)壓影響的簡(jiǎn)單方法。可以測(cè)量對(duì)增益誤差、CMRR和失調(diào)電壓等性能指標(biāo)的影響，這些影響與外部電阻的幅度和所用的電流檢測(cè)放大器類型直接相關(guān)。若設(shè)計(jì)得當(dāng)，電路會(huì)改善應(yīng)用的差分輸入電壓額定值，而元件數(shù)量增加非常有限，對(duì)精度的影響也非常小。