光伏微逆變器應用中的拓撲及工作原理分析

光伏逆變器中使用典型的反激變換器作為DC/DC部分的拓撲，本文簡要分析反激變換器在光伏微逆中的應用。

一．反激變換器的應用概要分析

反激變換器一般用于較小功率的降壓應用，典型來說低于幾百瓦左右，它具有較低的輸出電流。在光伏微逆變器應用中，反激變換器作為單極拓撲，它可以把20V-45VDC的PV電池電壓，升壓到一個對應AC整流后的輸出電壓，同時通過變壓器將PV電池和電網隔離開。正激變換器同樣可以升壓PV電池電壓，并提供隔離，但是其元件數目會多一些。

基于電路簡單的優(yōu)勢，選擇反激變換器作為微逆變器的主拓撲，但是不可忽略其相應的擔心，就是漏感能量的處理。具體來說，當反激MOSFET關斷時，有較大的能量留在磁芯中，它不能傳遞到副邊，這個能量導致一個大的電壓峰值，加在反激主MOSFET漏極上。傳統(tǒng)的電阻，電容，二極管吸收電路（RCD吸收電路)可以加在變壓器的原邊抑制MOSFET尖峰電壓，但是其具有副作用就是，將這個能量只能耗散為熱損失。

光伏微逆變器引入了一個有源箝位電路，它本質上是無損吸收電路，漏感尖峰被箝位電容箝位，這些殘存能量存儲在箝位電容中，這個能量之后就會被電路傳遞到副邊，重新利用這部分能量供給負載。如果正確的設計，有源箝位電路也可以對反激MOSFET提供ZVS開關，減小開關損耗和提升效率。

圖1.單相的有源箝位反激變換器簡圖

圖1為有源箝位反激變換器的單相結構，其中漏電感顯示為一個獨立元件顯示出來，但是實際上它可以認為是集成到主變壓器中的,Q1為反激主控MOSFET.如果箝位MOSFET Q2跨過變壓器繞組的話，就必須使用高邊驅動電路，這里，PMOS Q2的使用可以避免使用高邊驅動電路。

圖2.有源箝位反激驅動電路

對于驅動電路來說，如圖2所示，一個關鍵問題是驅動PMOS的電路如何設計，為了驅動PMOS需要一個負電壓，放在PMOS的門級和源極。門級驅動器MCP14E4的輸出是一個具有一定占空比的方波，幅值為12V，其中門級驅動器的輸入信號PWM1H和PWM1L是來自控制器的輸出信號，一個小陶瓷電容0.1uF放置在PMOS驅動的串聯(lián)回路上，用于去除直流偏置。

在占空比50%時，方波幅值將為6V到-6V之間，增加一個二極管D22，放在電容后，陽極接到電容，陰極接到地,二極管將箝位正電壓到0.7V,則驅動信號幅值被箝位到負電壓，圖3顯示出兩個MOSFET的門級驅動波形.

圖3.有源箝位反激的典型運行波形

二.有源箝位反激變換器的運行原理分析

光伏微逆變器參考設計用一個交錯有源箝位反激變換器實施，交錯拓撲可以均流輸入輸出電流，可以實現低的銅損和鐵損，電流均流后輸出二極管導通損耗可以減小，可以幫助提升總體效率。

這里還有兩個另外的原因去實施交錯設計，如減小輸出電流紋波，幫助減小THD，因為輸入電流紋波同時也減小了，所以可以改善輸入bulk電容的壽命。

當設計反激變壓器時，必須要確認的一件事情是它工作在CCM還是工作在DCM狀態(tài)，交錯反激變換器可以運行在CCM和DCM兩種模式。例如，在輕載階段，反激運行在DCM模式，在重載階段，反激運行在CCM模式，在CCM模式，原邊和副邊的峰值電流將是2倍或者3倍低于DCM模式。

另外，其它角度來看，運行在CCM的好處包括：

1.使用較小的輸出濾波電容，并且有低紋波額定值

2.減小輸出二極管損耗

3.具有較小的瞬態(tài)輸出電壓尖峰

4.EMI性能更好

5.若使用SiC的二極管，反向恢復損耗可以降到最低

以下部分將典型波形分解為6個不同時間段，討論系統(tǒng)運行的細節(jié)。

T0，在階段t0，反激主MOSFET Q1導通，箝位PMOSFET關斷，因為變壓器的電壓為負，所以輸出二極管D1反向偏置，在這個階段輸出電容傳遞需要的能量到負載，電感紋波電流表達如下圖4，為電感特性基本公式。

圖4.反激電感紋波電流計算

T1,階段t1定義為當主MOSFETQ1關斷，到箝位PMOSFET Q2開始導通之間的時間.這段時間定義為死區(qū)，這個間隔可以分為兩部分,第一部分為MOSFET Q1關斷一直到開始箝位MOSFET Q1的Vds電壓（臨界點）。

當MOSFET Q1關斷，從漏感流過電路的電流還是原來的方向，它用來充電MOSFET Q1的輸出電容Coss，漏感電流將充電Coss到PV模塊輸入電壓再加上反射輸出電壓部分(Vpv+Vo/N)，在這個階段，輸出二極管開始正向偏置，因為在變壓器副邊的電壓變正了，存儲在磁芯中的能量開始傳遞到副邊以此充電系統(tǒng)輸出電容和供給負載能量。

第二個階段在主MOSFET Coss充電之后發(fā)生，并且一直到PMOSFET Q2開通之前.在Coss充電之后，漏感中余下的能量將開始流向箝位電容，此時隨著主MOSFET的Vds電壓增加，會正向偏置PMOSFET的體二極管，箝位電容開始存儲來自漏感的剩余能量。總結一下就是漏感能量先充電主MOSFET的Coss，再將剩余能量充電到箝位電容中。

T2,在t2這個階段，PMOSFET是ZVS切換, 因為體二極管在t1階段已經正向偏置，輸出二極管正向偏置，一直提供能量到輸出電容和負載，漏感和箝位電容開始諧振，能量從電感傳輸到箝位電容，圖5公式決定了箝位網絡的諧振頻率。

圖5.箝位網絡諧振頻率計算

這個t2階段結束于當漏感能量結束時刻。

T3,在階段t3，PMOSFET必須要開通，這樣諧振腔電流可以連續(xù)諧振，但是存儲在箝位電容中的能量開始傳輸回漏感，在這個階段，輸出二極管依然正向偏置，存儲在電容中的能量最終會傳輸到副邊，重新利用了漏感能量。

T4,在階段t4，是另一個死區(qū)時間，存在于當箝位MOSFET Q2關斷后，MOSFET Q2應該在靠近諧振周期峰值時關斷，強制最大腔電流流過MOSFET Q1的體二極管，給drain to source電容Coss放電以便實現ZVS切換，在這個階段，輸出二極管保持正向偏置。

T5,在階段t5，反激MOSFET Q1開始ZVS切換,此時輸出二極管反向偏置，輸出電容給負載供電。為了使Q1的ZVS發(fā)生，非常重要的是，當反激MOSFET關斷時，t1階段電感中的能量大于給Q1 的Coss充電的能量，使得Q1 MOSFET的體二極管可以正向偏置，存儲在電感中的能量和需要給Coss充電的能量可以計算如下圖6所示，漏感峰值電流Ipk可以計算如圖7所示。

圖6.LC諧振能量交換計算

圖7.漏感峰值電流計算

總結，以上簡要討論了反激變換器拓撲應用于微逆變器中的一些典型特性，并討論了反激有源箝位拓撲的基本工作原理。

參考文獻：AN1444 Grid-Connected Solar Microinverter 

來源：電源漫談 ，作者：電源漫談