SerDes詳解

一、SERDES的作用

1.1并行總線接口

在SerDes流行之前,芯片之間的互聯(lián)通過系統(tǒng)同步或者源同步的并行接口傳輸數(shù)據(jù),圖1.1演示了系統(tǒng)和源同步并行接口。

隨著接口頻率的提高，在系統(tǒng)同步接口方式中,有幾個因素限制了有效數(shù)據(jù)窗口寬度的繼續(xù)增加。

a)、時鐘到達兩個芯片的傳播延時不相等(clock skew)

b)、并行數(shù)據(jù)各個bit的傳播延時不相等(data skew)

c)、時鐘的傳播延時和數(shù)據(jù)的傳播延時不一致(skew between data and clock)

雖然可以通過在目的芯片(chip #2)內(nèi)用PLL補償時鐘延時差(clock skew)，但是PVT變化時，時鐘延時的變化量和數(shù)據(jù)延時的變化量是不一樣的。這又進一步惡化了數(shù)據(jù)窗口。

源同步接口方式中，發(fā)送側(cè)Tx把時鐘伴隨數(shù)據(jù)一起發(fā)送出去, 限制了clock skew對有效數(shù)據(jù)窗口的危害。通常在發(fā)送側(cè)芯片內(nèi)部，源同步接口把時鐘信號和數(shù)據(jù)信號作一樣的處理，也就是讓它和數(shù)據(jù)信號經(jīng)過相同的路徑，保持相同的延時。這樣PVT變化時，時鐘和數(shù)據(jù)會朝著同一個方向增大或者減小相同的量,對skew最有利。

我們來做一些合理的典型假設(shè)，假設(shè)一個32bit數(shù)據(jù)的并行總線，

a)、發(fā)送端的數(shù)據(jù)skew = 50 ps —很高的要求

b)、pcb走線引入的skew = 50ps —很高的要求

c)、時鐘的周期抖動jitter = +/-50 ps —很高的要求

d)、接收端觸發(fā)器采樣窗口 = 250 ps —Xilinx V7高端器件的IO觸發(fā)器

可以大致估計出并行接口的最高時鐘 = 1/(50+50+100+250) = 2.2GHz (DDR)或者1.1GHz (SDR)。

利用源同步接口，數(shù)據(jù)的有效窗口可以提高很多。通常頻率都在1GHz以下。在實際應(yīng)用中可以見到如SPI4.2接口的時鐘可以高達DDR 700MHz x 16bits位寬。DDR Memory接口也算一種源同步接口，如DDR3在FPGA中可以做到大約800MHz的時鐘。

要提高接口的傳輸帶寬有兩種方式，一種是提高時鐘頻率，一種是加大數(shù)據(jù)位寬。那么是不是可以無限制的增加數(shù)據(jù)的位寬呢？這就要牽涉到另外一個非常重要的問題—–同步開關(guān)噪聲(SSN)。

這里不討論SSN的原理，直接給出SSN的公式： SSN = L *N* di/dt。

L是芯片封裝電感，N是數(shù)據(jù)寬度，di/dt是電流變化的斜率。

隨著頻率的提高，數(shù)據(jù)位款的增加，SSN成為提高傳輸帶寬的主要瓶頸。圖1.2是一個DDR3串?dāng)_的例子。圖中低電平的理論值在0V,由于SSN的影響，低電平表現(xiàn)為震蕩，震蕩噪聲的最大值達610mV，因此噪聲余量只有1.5V/2-610mV=140mV。

Figure 1.2 DDR3串?dāng)_演示

因此也不可能靠無限的提高數(shù)據(jù)位寬來繼續(xù)增加帶寬。一種解決SSN的辦法是使用差分信號替代單端信號，使用差分信號可以很好的解決SSN問題，代價是使用更多的芯片引腳。使用差分信號仍然解決不了數(shù)據(jù)skew的問題，很大位寬的差分信號再加上嚴格的時序限制，給并行接口帶來了很大的挑戰(zhàn)。

1.2 SerDes接口

源同步接口的時鐘頻率已經(jīng)遇到瓶頸，由于信道的非理想(channel)特性，再繼續(xù)提高頻率，信號會被嚴重損傷，就需要采用均衡和數(shù)據(jù)時鐘相位檢測等技術(shù)。這也就是SerDes所采用的技術(shù)。SerDes(Serializer-Deserializer)是串行器和解串器的簡稱。串行器(Serializer)也稱為SerDes發(fā)送端(Tx)，(Deserializer)也稱為接收端Rx。Figure1.3是一個N對SerDes收發(fā)通道的互連演示,一般N小于4。

可以看到，SerDes不傳送時鐘信號，這也是SerDes最特別的地方，SerDes在接收端集成了CDR(Clock Data Recovery)電路，利用CDR從數(shù)據(jù)的邊沿信息中抽取時鐘，并找到最優(yōu)的采樣位置。

SerDes采用差分方式傳送數(shù)據(jù)。一般會有多個通道的數(shù)據(jù)放在一個group中以共享PLL資源，每個通道仍然是相互獨立工作的。

SerDes需要參考時鐘(Reference Clock)，一般也是差分的形式以降低噪聲。接收端Rx和發(fā)送端Tx的參考時鐘可以允許幾百個ppm的頻差(plesio-synchronous system)，也可以是同頻的時鐘，但是對相位差沒有要求。

作個簡單的比較，一個SerDes通道(channel)使用4個引腳(Tx+/-,Rx+/-), 目前的FPGA可以做到高達28Gbps。而一個16bits的DDR3-1600的線速率為1.6Gbps*16 = 25Gbps,卻需要50個引腳。此對比可以看出SerDes在傳輸帶寬上的優(yōu)勢。

相比源同步接口，SerDes的主要特點包括:

SerDes在數(shù)據(jù)線中時鐘內(nèi)嵌,不需要傳送時鐘信號。

SerDes通過加重/均衡技術(shù)可以實現(xiàn)高速長距離傳輸，如背板。

SerDes 使用了較少的芯片引腳

1.3 中間類型

也存在一些介于SerDes和并行接口之間的接口類型，相對源同步接口而言，這些中間類型的接口也使用串行器(Serializer)解串器(Deserializer)，同時也傳送用于同步的時鐘信號。這類接口如視頻顯示接口7:1 LVDS等。

二、 SerDes結(jié)構(gòu)(architecture)

SerDes的主要構(gòu)成可以分為三部分，PLL模塊，發(fā)送模塊Tx，接收模塊Rx。為了方便維護和測試，還會包括控制和狀態(tài)寄存器，環(huán)回測試，PRBS測試等功能。見圖2.1。

Figure 2.1 Basic Blocks of a typical SerDes

圖中藍色背景子模塊為PCS層，是標(biāo)準(zhǔn)的可綜合CMOS數(shù)字邏輯，可以硬邏輯實現(xiàn)，也可以使用FPGA軟邏輯實現(xiàn)，相對比較容易被理解。褐色背景的子模塊是PMA層，是數(shù)?；旌螩ML/CMOS電路，是理解SerDes區(qū)別于并行接口的關(guān)鍵，也是本文要討論的內(nèi)容。

發(fā)送方向(Tx)信號的流向: FPGA軟邏輯(fabric)送過來的并行信號，通過接口FIFO(Interface FIFO)，送給8B/10B編碼器(8B/10B encoder)或擾碼器(scambler)，以避免數(shù)據(jù)含有過長連零或者連1。之后送給串行器(Serializer)進行 并->串 轉(zhuǎn)換。串行數(shù)據(jù)經(jīng)過均衡器(equalizer)調(diào)理，有驅(qū)動器(driver)發(fā)送出去。

接收方向(Rx)信號的流向, 外部串行信號由線性均衡器(Linear Equalizer)或DFE (Decision Feedback Equalizer判決反饋均衡)結(jié)構(gòu)均衡器調(diào)理，去除一部分確定性抖動(Deterministic jitter)。CDR從數(shù)據(jù)中恢復(fù)出采樣時鐘，經(jīng)解串器變?yōu)閷R的并行信號。8B/10B解碼器(8B/10B decoder)或解擾器(de-scambler)完成解碼或者解擾。如果是異步時鐘系統(tǒng)(plesio-synchronous system)，在用戶FIFO之前還應(yīng)該有彈性FIFO來補償頻差。

補充：均衡器

在通信系統(tǒng)的基帶或中頻部分插入的，能夠減少碼間干擾， 起到補償作用的濾波器。分為頻域均衡器和時域均衡器。

頻域均衡器

頻域均衡器利用可調(diào)濾波器的頻率特性來彌補實際信道的幅頻特性和群延時特性，使包括均衡器在內(nèi)的整個系統(tǒng)的總頻率特性滿足無碼間干擾傳輸條件。

時域均衡器

時域均衡器是直接從時間響應(yīng)角度考慮，使包括均衡器在內(nèi)的整個傳輸系統(tǒng)的沖激響應(yīng)滿足無碼間干擾條件。頻域均衡滿足奈奎斯特整形定理的要求，僅在判決點滿足無碼間干擾的條件相對寬松一些。所以，在數(shù)字通信中一般時域均衡器使用較多。

時域均衡器可以分兩大類：線性均衡器和非線性均衡器。如果接收機中判決的結(jié)果經(jīng)過反饋用于均衡器的參數(shù)調(diào)整，則為非線性均衡器；反之，則為線性均衡器。在線性均衡器中，最常用的均衡器結(jié)構(gòu)是線性橫向均衡器，它由若干個抽頭延遲線組成，延時時間間隔等于碼元間隔。非線性均衡器的種類較多，包括判決反饋均衡器(DFE)、最大似然(ML)符號檢測器和最大似然序列估計等。

PLL負責(zé)產(chǎn)生SerDes各個模塊所需要的時鐘信號,并管理這些時鐘之間的相位關(guān)系。以圖中線速率10Gbps為例,參考時鐘頻率250MHz。Serializer/Deserializer至少需要5GHz 0相位時鐘和5GHz 90度相位時鐘，1GHz(10bit并行)/1.25GHz(8bit并行)時鐘等。

一個SerDes通常還要具調(diào)試能力。例如偽隨機碼流產(chǎn)生和比對，各種環(huán)回測試，控制狀態(tài)寄存器以及訪問接口，LOS檢測, 眼圖測試等。

2.1串行器解串器(Serializer/Deserializer)

串行器Serializer把并行信號轉(zhuǎn)化為串行信號。Deserializer把串行信號轉(zhuǎn)化為并行信號。一般地，并行信號為8 /10bit或者16/20bit寬度，串行信號為1bit寬度(也可以分階段串行化，如8bit->4bit->2bit->equalizer->1bit以降低equalizer的工作頻率)。采用擾碼(scrambled)的協(xié)議如SDH/SONET, SMPTE SDI使用8/16bit的并行寬度，采用8B/10B編碼的協(xié)議如PCIExpress,GbE使用10bits/20bits寬度。

一個4:1的串行器如圖所示。8:1或16:1的串行器采用類似的實現(xiàn)。實現(xiàn)時，為了降低均衡器的工作頻率，串行器會先把并行數(shù)據(jù)變?yōu)?bits，送給均衡器equalizer濾波，最后一步再作2:1串行化，本文后面部分都按1bit串行信號解釋。

一個1:4的解串器如圖2.3所示，8:1或16:1的解串器采用類似的實現(xiàn)。實現(xiàn)時，為了降低均衡器(DFE based Equalizer)的工作頻率，DFE工作在DDR模式下，解串器的輸入是2bit或者更寬，本文后面部分都按1bit串行信號解釋。

Serializer/Deserializer的實現(xiàn)采用雙沿(DDR)的工作方式，利用面積換速度的策略，降低了電路中高頻率電路的比例，從而降低了電路的噪聲。

接收方向除了Deserializer之外，一般帶有還有對齊功能邏輯(Aligner)。相對SerDes發(fā)送端，SerDes接收端起始工作的時刻是任意的，接收器正確接收的第一個 bit可能是發(fā)送并行數(shù)據(jù)的任意bit位置。因此需要對齊邏輯來判斷從什么bit位置開始，以組成正確的并行數(shù)據(jù)。對齊邏輯通過在串行數(shù)據(jù)流中搜索特征碼字(Alignment Code)來決定串并轉(zhuǎn)換的起始位置。比如8B/10B編碼的協(xié)議通常用K28.5(正碼10’b1110000011，負碼10’b0001111100)來作為對齊字。圖2.4為一個對齊邏輯的演示。通過滑窗，逐bit比對，以找到對齊碼(Align-Code)的位置，經(jīng)過多次在相同的位置找到對齊碼之后，狀態(tài)機鎖定位置并選擇相應(yīng)的位置輸出對齊數(shù)據(jù)。

2.2發(fā)送端均衡器( Tx Equalizer)

SerDes信號從發(fā)送芯片到達接收芯片所經(jīng)過的路徑稱為信道(channel)，包括芯片封裝，pcb走線，過孔，電纜，連接器等元件。從頻域看，信道可以簡化為一個低通濾波器(LPF)模型，如果SerDes的速率大于信道(channel)的截止頻率，就會一定程度上損傷(distort)信號。均衡器的作用就是補償信道對信號的損傷。

發(fā)送端的均衡器采用FFE(Feed forward equalizers)結(jié)構(gòu)，發(fā)送端的equalizer也稱作加重器(emphasis)。加重(Emphasis)分為去加重(de-emphasis)和預(yù)加重(pre-emphasis)。De-emphasis降低差分信號的擺幅(swing)。Pre-emphasis增加差分信號的擺幅。FPGA大部分使用de-emphasis的方式，加重越強，信號的平均幅度會越小。

發(fā)送側(cè)均衡器設(shè)計為一個高通濾波器(HPF),大致為信道頻響H(f)的反函數(shù)H-1(f)，F(xiàn)FE的目標(biāo)是讓到達接收端的信號為一個干凈的信號。FFE的實現(xiàn)方式有很多，一個典型的例子如圖2.5所示。

調(diào)節(jié)濾波器的系數(shù)可以改變?yōu)V波器的頻響，以補償不同的信道特性，一般可以動態(tài)配置。以10Gbps線速率為例，圖2.5為DFE頻率響應(yīng)演示?？梢钥吹剑瑢τ贑0=0,C1=1.0,C2=-0.25的配置，5GHz處高頻增益比低頻區(qū)域高出4dB，從而補償信道對高頻頻譜的衰減。

采樣時鐘的頻率限制了這種FFE最高只能補償?shù)紽s/2(例子中Fs/2=5GHz)。根據(jù)采樣定理，串行數(shù)據(jù)里的信息都包含在5GHz以內(nèi)，從這個角度看也就足夠了。如果要補償Fs/2以上的頻率，就要求FFE高于Fs的工作時鐘,或者連續(xù)時間域濾波器(Continuous Time FFE)。

圖2.7為DFE時域濾波效果的演示，以10Gbps線速率為例，一個UI=0.1 nS=100ps。演示的串行數(shù)據(jù)碼流為二進制[
00000000100001111011110000]。

2.3接收端均衡器( Rx Equalizer)

2.3.1 線形均衡器(Linear Equalizer)

接收端均衡器的目標(biāo)和發(fā)送均衡器是一致的。對于低速(<5Gbps)SerDes，通常采用連續(xù)時間域，線性均衡器實現(xiàn)如尖峰放大器(peaking amplifier), 均衡器對高頻分量的增益大于對低頻分量的增益。圖2.8為一個線性均衡器的頻域特性。通常工廠會對均衡特性封裝為數(shù)種級別，可以動態(tài)設(shè)置，以適應(yīng)不同的信道特性，如High/Med/Low等。

Figure 2.8 Frequency Response of A peaking Amplifier based Rx Equalizer

2.3.2 DFE均衡器(Decision Feedback Equalizer)

對于高速(>5Gbps)SerDes，由于信號的抖動(如ISI相關(guān)的確定性抖動)可能會超過或接近一個符號間隔(UI, Unit Interval), 單單使用線性均衡器不再適用。線性均衡器對噪聲和信號一起放大，并沒有改善SNR或者說BER。對于高速SerDes，采用一種稱作DFE (Decision Feedback Equalizer裁決反饋均衡器)的非線性均衡器。DFE通過跟蹤過去多個UI的數(shù)據(jù)(history bits)來預(yù)測當(dāng)前bit的采樣門限。DFE只對信號放大，不對噪聲放大，可以有效改善SNR。

補充：

Unit Interval 單位時間間隔：通常在通信信號的抖動測試中用來表示抖動幅度的單位。表示一個等步信號的兩個相鄰的有效瞬時之間的標(biāo)稱時間差

圖2.9演示了一個典型的5階DFE。接收的串行數(shù)據(jù)由比較器(slicer)來判決0或者1，然后數(shù)據(jù)流由一個濾波器來預(yù)測碼間干擾(ISI)，再從輸入的原始信號中減掉碼間干擾(ISI)，從而的到一個干凈的信號。為了讓DFE均衡器的電路工作在電路線形范圍內(nèi)，串行信號先經(jīng)過VGA自動控制進入DFE的信號幅度。

為了理解DFE的工作原理，先來看一個10Gbps背板的脈沖響應(yīng)，這個背板模型是matlab給出的一個基于實測的模型，具有典型特性。

圖2.10中,一橫格代表一個UI的時間?？梢钥闯?，一個UI( 0.1nS = 1/10GHz )的脈沖信號，通過背板后，泄漏到前后多個相鄰的UI里面，從而對其他UI的數(shù)據(jù)產(chǎn)生干擾。采樣點后面的干擾叫做post-cursor干擾，采樣點前面的叫做pre-cursor干擾。DFE的第一個系數(shù)h1(此例中0.175)矯正第一個post-cursor, 第二個系數(shù) h2(此例中0.075)矯正第二個post-cursor。DFE的階數(shù)越多，能夠校正的post-cursor也越多。

用上述的背板傳輸一個11011的碼流，由于post-cursor和pre-cursor的泄漏，如果沒有均衡，將會導(dǎo)致’0’不能識別，見圖2.11。假定有一個2階的DFE, 那么‘0’bit處的幅度應(yīng)該減去第一個’1’bit的h2, 第二個’1’bit的h1, 得到0.35-0.075-0.175 =0.1, 足夠被識別為0。

可見，DFE計算歷史bits的post-cursor干擾，在當(dāng)前bit中把干擾減去，從而得到干凈的信號。由于DFE只能能夠校正post-cursor ISI, 所以DFE前面一般會帶有LE。只要DFE的系數(shù)接近信道(channel)的脈沖相應(yīng)，就可以到的比較理想的結(jié)果。但是信道是一個時變的媒介，比如溫度電壓工藝的慢變化等因素會改變信道channel的特性。因此DFE的系數(shù)需要自適應(yīng)算法，自動撲獲和跟隨信道的變化。DFE系數(shù)自適應(yīng)算法非常學(xué)術(shù)，每個廠商的算法都是保密的，不對外公布。對于NRZ碼，典型的算法準(zhǔn)則是基于sign-error驅(qū)動的算法。Sign-error是均衡后信號的幅度和期望值的誤差，算法以sign-error均方差最小為優(yōu)化目標(biāo)，逐次優(yōu)化h1/h2/h3…。因為sign-error和采樣位置是耦合在一起相互影響，因此也可以sign-error和眼圖寬度兩個準(zhǔn)則為目標(biāo)進行DFE系數(shù)的預(yù)測。也因此，采用DFE結(jié)構(gòu)的SerDes通常都會帶有內(nèi)嵌眼圖測試電路，如圖2.9所示。眼圖測試電路通過垂直方向上平移信號的幅度，水平方向上平移采樣位置，計算每一個平移位置上的誤碼率BER,從而得到每一個偏移位置與誤碼率關(guān)系的”眼圖”，見圖2.12。

Figure 2.12 SerDes Embedded Eye-Diagram Test Function

2.4時鐘數(shù)據(jù)恢復(fù)(CDR)

CDR的目標(biāo)是找到最佳的采樣時刻,這需要數(shù)據(jù)有豐富的跳變。CDR有一個指標(biāo)叫做最長連0或連1長度容忍(Max Run Length或者Consecutive Identical Digits)能力。如果數(shù)據(jù)長時間沒有跳變，CDR就無法得到精確的訓(xùn)練，CDR采樣時刻就會漂移，可能采到比真實數(shù)據(jù)更多的1或者0。而且當(dāng)數(shù)據(jù)重新恢復(fù)跳變的時，有可能出現(xiàn)錯誤的采樣。比如有的CDR采用PLL實現(xiàn)，如果數(shù)據(jù)長時間停止跳變，PLL的輸出頻率就會漂移。實際上，SerDes上傳輸?shù)臄?shù)據(jù)要么利用加擾,要么利用編碼的方法來保證Max Run Length在一定的范圍內(nèi)。

8B/10B編碼的方法可以保證Max Run Length不超過5個UI。

64B/66B編碼的方法可以保證Max Run Length不超過66個UI

SONET/SDH加擾得方法可以保證Max Run Length不超過80個UI(BER<10^-12)

在點到點的連接中，大部分SerDes協(xié)議采用連續(xù)模式(continuous-mode)，線路上數(shù)據(jù)流是持續(xù)而沒有中斷的。在點到多點的連接中，往往采用突發(fā)模式(burst-mode)如PON。很顯然Burst-Mode對SerDes鎖定時間有苛刻的要求。

Continuous-Mode的協(xié)議如SONET/SDH則要求容忍較長的連0, 而且對CDR的抖動傳輸性能也有嚴格的要求(因為loop timing)。

如果收(Rx)發(fā)(Tx)是異步模式(asynchronous mode),或者頻譜擴展(SSC)應(yīng)用中，則要求CDR有較寬的相位跟蹤范圍以跟蹤Rx/Tx頻率差。

根據(jù)應(yīng)用場景的不同需求，CDR的實現(xiàn)也有非常多種架構(gòu)。FPGA SerDes常常采用的基于數(shù)字PLL的CDR，和基于相位插值器的CDR。這兩種CDR在環(huán)路中采用數(shù)字濾波器，相對模擬charge pump加模擬濾波器的結(jié)構(gòu)更節(jié)省面積。

圖2.13是基于相位插值器的CDR。鑒相器陣列對輸入的串行數(shù)據(jù)與M個等相位間隔的時鐘在多個UI的跨度上進行相位比較，得到多個UI跨度上的相位誤差信號。相位誤差信號的頻率很高，寬度也很寬，經(jīng)過抽取器降速并平滑后，送給數(shù)字濾波器。數(shù)字濾波器的性能會影響環(huán)路的帶寬，穩(wěn)定性，反應(yīng)速度等。經(jīng)數(shù)字濾波器平滑后的誤差信號送給相位插值器(phase rotators)修正時鐘相位。最終環(huán)路鎖定時，理論上相位誤差為零，90度偏移的時鐘作為恢復(fù)時鐘采樣串行輸入。

圖2.14是基于DPLL的CDR, 分為兩個環(huán)路，對數(shù)據(jù)鎖相的環(huán)路(phase tracking loop)和圖2.13的CDR工作原理類似。鑒相器陣列對輸入的串行數(shù)據(jù)與M個等相位間隔的時鐘進行相位比較(也可能是在多個UI的跨度上)，得到相位誤差信號。相位誤差信號送給數(shù)字濾波器。數(shù)字濾波器的性能會影響環(huán)路的帶寬，穩(wěn)定性，反應(yīng)速度等。經(jīng)數(shù)字濾波器平滑后的誤差信號送給VCO修正時鐘相位。最終環(huán)路鎖定時，理論上相位誤差為零，90度偏移的時鐘作為恢復(fù)時鐘采樣串行輸入。

基于DPLL的CDR多了一個頻率跟蹤環(huán)路(Frequency Tracking Loop)。這是為了減小CDR的鎖定時間，減少對環(huán)路濾波器的設(shè)計約束。只有當(dāng)頻率跟蹤環(huán)路 鎖定后，才會切換到數(shù)據(jù)相位跟蹤環(huán)路。相位跟蹤環(huán)路失鎖時，再自動切換到頻率跟蹤環(huán)路。N倍參考時鐘(Reference Clock)頻率 和線路速率接近相等，因此兩個環(huán)路的VCO穩(wěn)態(tài)控制電壓是接近相等的。借助 頻率跟蹤環(huán)路，減小了 相位跟蹤環(huán)路 的捕獲時間。

相位跟蹤環(huán)路鎖定時，頻率跟蹤環(huán)路不會影響相位環(huán)路。因此SerDes接收側(cè)對參考時鐘的抖動沒有很高的要求。

基于相位插值器的CDR的參考時鐘可以是收發(fā)公用的PLL，也可以是每個通道獨立的PLL。這種結(jié)構(gòu)的參考時鐘抖動會直接影響恢復(fù)時鐘的抖動以及接收誤碼率。

2.4.1 鑒相器(PD)

鑒相器用來比較相位誤差，相位誤差以UP或者DN的信號表示, UP/DN持續(xù)的時間正比于相位誤差。一個bang-bang結(jié)構(gòu)鑒相器的例子如圖2.15。例子中只用了四個相位的恢復(fù)時鐘作為例子。

2.4.2抽取器和濾波器

抽取器是為了讓濾波器在較低的頻率下工作。抽取的步長，平滑的方法都會影響環(huán)路的性能。數(shù)字濾波器有比例分支(Proportion)和積分分支(Integral)構(gòu)成，分別跟蹤相位誤差和頻率誤差。另外數(shù)字濾波器的處理延時也不能太大，如果處理延時過大，就會導(dǎo)致環(huán)路不能跟蹤相位和頻率的快速變化，導(dǎo)致誤碼。

CDR的結(jié)構(gòu)不限于以上兩種，還有其他很多變種。基本上都是一個鎖相環(huán)路。環(huán)路的跟隨性能,穩(wěn)定性(STABILITY)，帶寬(bandwidth)/增益(gain)性能分析是一個非常學(xué)術(shù)的問題，用小信號線形模型分析,有非常多的書籍和資料解釋了環(huán)路的量化性能。CDR環(huán)路有一些的特點總結(jié)如下:

2.4.3 環(huán)路帶寬

1.頻率低于環(huán)路帶寬的相位抖動會透過CDR轉(zhuǎn)移到恢復(fù)時鐘上。換句話說，頻率低于環(huán)路帶寬的抖動可以被CDR跟蹤，不會引起誤碼。高頻的抖動分量根據(jù)抖動幅度的大小，可能會引起誤碼。

2.環(huán)路帶寬越大，鎖定時間越短，恢復(fù)時鐘的抖動也越大。反之則鎖定時間越長，恢復(fù)時鐘的抖動也越小。作為CDR，我們希望環(huán)路帶寬大一點，這樣可以有更大的抖動容忍能力，但是對于loop timing的應(yīng)用如SONET/SDH對恢復(fù)時鐘的抖動有限制，又不能太大。

3. 開關(guān)電源的開關(guān)頻率一般小于環(huán)路帶寬，可以被CDR跟蹤。但是，一方面開關(guān)電源耦合到VCO(Digital to Multi-Phase Convertor)上的噪聲不能被環(huán)路跟蹤，低成本Ring VCO尤其對電源噪聲敏感。另一方面開關(guān)電源的諧波可能超出環(huán)路帶寬。

一些協(xié)議提供了CDR增益模板，如SDH/SONET。兼容這些協(xié)議需要計算輸入和輸出的抖動預(yù)算。

2.5 公用鎖相環(huán)(PLL)

SerDes需要一個工作在數(shù)據(jù)波特率上的內(nèi)部時鐘，或者1/2數(shù)據(jù)波特率的內(nèi)部時鐘，工作在DDR模式。片外提供給SerDes的參考時鐘頻率遠遠低于數(shù)據(jù)波特率，PLL用來倍頻產(chǎn)生內(nèi)部高頻時鐘。FPGA的SerDes PLL一般有8x,16x,10x,20x,40x模式，以支持常用的SerDes接口協(xié)議。比如PCIExpress工作在5Gbps, 在40x模式下需要提供125MHz的片外參考時鐘，20x模式下需要提供250MHz的片外參考時鐘。

一個三階PLL電路如圖2.17，輸入信號的相位和VCO反饋信號的相位由鑒相器比較，相位誤差有charge pump轉(zhuǎn)化為電壓或電流信號，經(jīng)過Loop Filter平滑后產(chǎn)生控制電壓，修正VCO的相位，最終使相位誤差趨于零。

Figure 2.17 A 3-order Type II PLL

PLL的工作過程分為入鎖過程和跟蹤過程。在入鎖過程，環(huán)路的模型可以用一個非線性微分方程表示，可以評估捕獲時間，捕獲帶寬等指標(biāo)。入鎖后，在小信號范圍內(nèi)，PLL的模型是一個常系數(shù)線性方程，可以在拉普拉斯變換域研究PLL的帶寬，增益，穩(wěn)定性等性能, 圖2.18是小信號數(shù)學(xué)模型。

PLL以傳輸函數(shù)極點(分母的根)個數(shù)命名環(huán)路的階數(shù)。VCO對相位有積分作用(Kvco/s)，因此不帶濾波器的環(huán)路稱為一階環(huán)。帶一階濾波器的環(huán)路稱為二階環(huán)。一階環(huán)和二階環(huán)是無條件的穩(wěn)定系統(tǒng)。然而高階環(huán)路有更多的極點和零點可以獨立的調(diào)整帶款，增益，穩(wěn)定性，捕獲帶，捕捉時間等性能。

PLL的頻域傳輸函數(shù)特性主要有環(huán)路濾波器F(s)|s=jw決定, 一個通用的PLL頻域傳輸曲線如圖2.19所示。有兩個重要特征，環(huán)路帶款和jitter peaking。過大的peaking會放大jitter, 大的阻尼系數(shù)(damping factor)可以限制peaking, 但是會增加環(huán)路的如鎖時間, 影響滾降的速度和固有頻率(natural frequency)。

當(dāng)環(huán)路鎖定后，固定相位差:

Kdc為環(huán)路的直流開環(huán)增益，Δω為VCO中心頻率和受控頻率的差。對于charge pump + passive filter結(jié)構(gòu)的PLL相位誤差為零。

當(dāng)環(huán)路鎖定后，只有固定相位差，兩個輸入信號頻率相等。

fr/M = fo/N

對于輸入端的噪聲，環(huán)路是一個低通濾波器，可以抑制高于環(huán)路截止頻率的噪聲或干擾。作為SerDes的PLL, 希望帶寬的小一些，以抑制參考時鐘上的干擾和噪聲。

對于VCO噪聲，環(huán)路是一個高通濾波器的作用。只有低于環(huán)路截止頻率的VCO噪聲得到了抑制。過量的VCO高頻噪聲會惡化時鐘的抖動。低速SerDes(<5Gbps)的VCO出于成本考慮采用Ring結(jié)構(gòu)的VCO，噪聲大且對電源敏感。高速SerDes的VCO采用噪聲小較小的LC結(jié)構(gòu)VCO