ADI集成帶通濾波器的高中頻采樣接收機(jī)前端

電路功能與優(yōu)勢(shì)

圖1中的電路是基于 ADL5565 超低噪聲差分放大器驅(qū)動(dòng)器和 AD9642 14位、250 MSPS模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)的窄帶通接收機(jī)前端。

三階巴特沃茲抗混疊濾波器基于放大器和ADC的性能和接口要求而優(yōu)化。濾波器網(wǎng)絡(luò)和其它組件引起的總插入損耗僅有5.8 dB。

整體電路帶寬為18 MHz，通帶平坦度為3 dB。采用127 MHz模擬輸入時(shí)，測(cè)量得到信噪比(SNR)和無雜散動(dòng)態(tài)范圍(SFDR)分別為71.7 dBFS和92 dBc。采樣頻率為205 MSPS，因此中頻輸入信號(hào)定位于102.5 MHz和205 MHz之間的第二奈奎斯特頻率區(qū)域。

電路描述

該電路接受單端輸入并使用寬帶寬(3 GHz) Mini-Circuits TC2-1T 1:2變壓器將其轉(zhuǎn)換為差分信號(hào)。6 GHz差分放大器 ADL5565 以6 dB的增益工作時(shí)，差分輸入阻抗為200 Ω；以12 dB的增益工作時(shí)，差分輸入阻抗為100 Ω。它還提供15.5 dB的增益選項(xiàng)。

ADL5565是 AD9642的理想驅(qū)動(dòng)器，通過帶通濾波器可在ADC中實(shí)現(xiàn)全差分架構(gòu)，提供良好的高頻共模抑制，同時(shí)將二階失真產(chǎn)物降至最低。根據(jù)輸入連接的不同，ADL5565提供6 dB或12 dB的增益。本電路使用12 dB的增益來補(bǔ)償濾波器網(wǎng)絡(luò)和變壓器的插入損耗（約5.8 dB），總信號(hào)增益為5.5 dB。

圖1. 14位、250 MSPS寬帶接收機(jī)前端（原理示意圖：未顯示所有連接和去耦）增益、損耗和信號(hào)電平在127 MHz輸入頻率下測(cè)得

1.5 dBm的輸入信號(hào)在ADC輸入端產(chǎn)生1.75 V p-p滿量程差分信號(hào)。

抗混疊濾波器是采用標(biāo)準(zhǔn)濾波器設(shè)計(jì)程序設(shè)計(jì)出的三階巴特沃茲濾波器。選擇巴特沃茲濾波器是因?yàn)樗哂型◣教苟?。三階濾波器產(chǎn)生的交流噪聲帶寬噪聲比為1.05，可以借助多款免費(fèi)濾波器程序進(jìn)行設(shè)計(jì)，例如Nuhertz Technologies Filter Free或Quite Universal Circuit Simulator (Qucs) Free Simulation等。

為了實(shí)現(xiàn)最佳性能， ADL5565 應(yīng)載入200 Ω的凈差分負(fù)載。15 Ω串聯(lián)電阻將濾波器電容與放大器輸出隔離開，100 Ω電阻與下游阻抗并聯(lián)，當(dāng)加入30 Ω串聯(lián)電阻時(shí)可產(chǎn)生217 Ω的凈負(fù)載阻抗。

5 Ω電阻與ADC輸入串聯(lián)，將內(nèi)部開關(guān)瞬變與濾波器和放大器隔離開。

2.85 kΩ輸入阻抗由可通過 AD9642 網(wǎng)頁上下載的電子表格確定。只需使用目標(biāo)中頻頻率處于中心時(shí)的并聯(lián)跟蹤模式值。電子表格同時(shí)給出實(shí)值與虛值。

三階巴特沃茲濾波器采用源阻抗（差分）為200 Ω、負(fù)載阻抗（差分）為200 Ω、中心頻率為127 MHz和20 MHz的3 dB帶寬設(shè)計(jì)而成。標(biāo)準(zhǔn)濾波器設(shè)計(jì)程序計(jì)算出的值如圖1所示。由于需要較大的串聯(lián)電感，1.59 μH的電感被降為620 nH，并且0.987 pF的電容按比例提高到2.53 pF，因此保持127 MHz的諧振頻率不變，使元件值更真實(shí)。

圖2. 開始三階差分巴特沃茲濾波器的設(shè)計(jì)，ZS = 200 Ω，ZL = 200 Ω，F(xiàn)C = 127 MHz，BW = 20 MHz

第二并聯(lián)電容的值減去ADC的2.5 pF內(nèi)部電容，得到37.3 pF的值。該電路中，電容位于ADC附近，以減少/吸收電荷反沖。

為最終濾波器無源元件選擇的值（經(jīng)實(shí)際電路寄生效應(yīng)調(diào)整后）顯示在圖1中。表1總結(jié)了系統(tǒng)的測(cè)量性能，其中3 dB帶寬為18 MHz，以127 MHz為中心。網(wǎng)絡(luò)的總插入損耗約為5.8 dB。圖3所示為頻率響應(yīng)；圖4所示為SNR和SFDR性能。

表1. 電路的測(cè)定性能

圖3. 通帶平坦度性能與頻率的關(guān)系

圖4. SNR/SFDR性能與頻率的關(guān)系，采樣速率 = 205 MSPS

圖5. 采用帶通濾波器的一般差分放大器/ADC接口

濾波器和接口設(shè)計(jì)程序

本節(jié)介紹放大器/ADC與帶通濾波器接口設(shè)計(jì)的常用方法。為實(shí)現(xiàn)最佳性能（帶寬、SNR和SFDR），放大器和ADC應(yīng)對(duì)一般電路形成一定設(shè)計(jì)限制。

1. 放大器必須參考數(shù)據(jù)手冊(cè)推薦的正確直流負(fù)載，以獲得最佳性能。
2. 放大器與濾波器的負(fù)載間必須使用正確數(shù)量的串聯(lián)電阻。這是為了防止通帶內(nèi)的不良信號(hào)尖峰。
3. ADC的輸入必須通過外部并聯(lián)電阻降低，并使用正確串聯(lián)電阻將ADC與濾波器隔離開。此串聯(lián)電阻也會(huì)減少信號(hào)尖峰。

圖5所示的一般電路適用于大多數(shù)高速差分放大器/ADC接口，并作為帶通濾波器的基礎(chǔ)。此設(shè)計(jì)方法傾向于利用大多數(shù)高速ADC的相對(duì)較高輸入阻抗和驅(qū)動(dòng)源（放大器）的相對(duì)較低阻抗，將濾波器的插入損耗降至最低。

基本設(shè)計(jì)流程如下：

1. 設(shè)置外部ADC端接電阻R_TADC ，使得和 R_ADC的并聯(lián)組合介于200 Ω和400 Ω之間。
2. 根據(jù)經(jīng)驗(yàn)和/或ADC數(shù)據(jù)手冊(cè)建議選擇R_KB ，通常介于5 Ω和36 Ω之間。r> 3. 使用下式計(jì)算濾波器負(fù)載阻抗
Z_AAFL = 2R_TADC || (R_ADC + 2R_KB)

4. 選擇放大器外部串聯(lián)電阻RR_A。如果放大器差分輸出阻抗在100 Ω至200 Ω范圍內(nèi)，R_A 應(yīng)小于10 Ω。如果放大器輸出阻抗為12 Ω或更低，RA應(yīng)介于5 Ω和36 Ω之間。
5. 選擇 Z_AAFL ，使放大器獲得的總負(fù)載Z_AL最適合通過以下公式選擇的特定差分放大器：

Z_AL = 2R_A + Z_AAFL

6. 使用下式計(jì)算濾波器源阻抗

Z_AAFS = Z_O + 2R_A

7. 利用濾波器設(shè)計(jì)程序或表格，以及源阻抗Z_AAFS 、負(fù)載阻抗 Z_AAFL、濾波器類型、帶寬和階數(shù)，設(shè)計(jì)濾波器。實(shí)際使用的帶寬比應(yīng)用的通帶所需帶寬高出10%，以確保頻率范圍內(nèi)的平坦度。

經(jīng)過上述初步計(jì)算，須了解電路的下列項(xiàng)目。

1. C_AAF3 值必須至少為10 pF，比 C_ADC大數(shù)倍。這樣可將濾波器對(duì)C_ADC波動(dòng)的敏感度降至最低。
2. Z_AAFL與Z_AAFS 之比不可高于約7，使濾波器在大多數(shù)濾波器表和設(shè)計(jì)程序的限值內(nèi)。
3. C_AAF1 值必須至少為5 pF，以盡可能降低對(duì)寄生電容和元件波動(dòng)的敏感度。
4. 電感 L_AAF必須為合理值，至少為數(shù)nH。
5. C_AFF2 和 L_AAF1 必須為合理值。有時(shí)電路仿真器會(huì)使這些值太低或太高。為使這些值更合理，只需保持同樣的諧振頻率并將這些值與更好的標(biāo)準(zhǔn)值元件相比。

在某些情況下，濾波器設(shè)計(jì)程序可提供一個(gè)以上獨(dú)特解決方案，特別是對(duì)于更高階濾波器。應(yīng)始終選擇采用最合理元件值組合的解決方案。另外應(yīng)選擇結(jié)束于分流電容的配置，以便分流電容與ADC輸入電容組合。

電路優(yōu)化技術(shù)和權(quán)衡

本接口電路內(nèi)的參數(shù)具有高互動(dòng)性；因此優(yōu)化電路的所有關(guān)鍵規(guī)格（帶寬、帶寬平坦度、SNR、SFDR和增益）幾乎不可能。不過，通過變更R_A 和R_KB，可以最大程度地減少通常發(fā)生于帶寬響應(yīng)內(nèi)的信號(hào)尖峰。

R_A 值也會(huì)影響SNR性能。更大值在降低帶寬峰化的同時(shí)傾向略微提高SNR，因?yàn)轵?qū)動(dòng)ADC滿量程需要更高信號(hào)電平。

選擇ADC輸入端的 R_KB 串聯(lián)電阻以盡量減少任何殘余電荷注入（從ADC內(nèi)部采樣電容）造成的失真。增加此電阻也傾向減少帶內(nèi)的信號(hào)尖峰。

不過，增加 R_KB 會(huì)增加信號(hào)衰減，因此放大器必須驅(qū)動(dòng)更大信號(hào)才能填充ADC的輸入范圍。

為優(yōu)化中心頻率，通帶特性、串聯(lián)電容、C_AAF2可在小范圍內(nèi)變動(dòng)。

ADC的輸入端接電阻R_TADC 通常選擇為使凈ADC輸入阻抗介于200 Ω和400 Ω之間，是大多數(shù)放大器的典型特性負(fù)載值。選擇的數(shù)值太高或太低都可能對(duì)放大器的線性度造成不利影響。

上述因素的權(quán)衡可能有些困難。本設(shè)計(jì)中，每個(gè)參數(shù)權(quán)重相等；因此所選值代表了所有設(shè)計(jì)特征的接口性能。某些設(shè)計(jì)中，根據(jù)系統(tǒng)要求，可能會(huì)選擇不同的值，以便優(yōu)化SFDR、SNR或輸入驅(qū)動(dòng)電平。

本設(shè)計(jì)的SFDR性能取決于兩個(gè)因素：放大器和ADC接口元件值，如圖1所示。

請(qǐng)注意，本設(shè)計(jì)中的信號(hào)與0.1 μF電容進(jìn)行交流耦合，以阻擋放大器、其端接電阻和ADC輸入之間的共模電壓。有關(guān)共模電壓的更多信息，請(qǐng)參閱AD9642數(shù)據(jù)手冊(cè)。

無源組件和PCB寄生效應(yīng)考慮

該電路或任何高速電路的性能都高度依賴于適當(dāng)?shù)挠∷㈦娐钒?PCB)布局，包括但不限于電源旁路、受控阻抗線路（如需要）、元件布局、信號(hào)布線以及電源層和接地層。高速ADC和放大器PCB布局的詳情請(qǐng)參見指南 MT-031 和 MT-101 for。此外，請(qǐng)參考 CN-0227 和 CN-0238。

對(duì)于濾波器內(nèi)的無源元件，使用低寄生表面貼裝電容、電感和電阻。所選電感來自Coilcraft 0603CS系列。濾波器使用的表貼電容為5%、C0G、0402型，以確保穩(wěn)定性和精度。

系統(tǒng)的完整文檔請(qǐng)參見 CN-0279設(shè)計(jì)支持包

常見變化

AD9643是AD9642的雙通道版本。

如需較低的功耗和帶寬，還可使用 ADA4950-1 和/或 ADL5561/ ADL5562 。這些元件與之前列舉的單通道元件引腳兼容。

電路評(píng)估與測(cè)試

本電路使用修改的AD9642-250EBZ電路板和基于HSC-ADC-EVALCZ FPGA的數(shù)據(jù)采集板。這兩片板具有對(duì)接高速連接器，可以快速完成設(shè)置并評(píng)估電路性能。修改的AD9642-250EBZ板包括本筆記所述的評(píng)估電路，HSC-ADC-EVALCZ數(shù)據(jù)采集板與VisualAnalog?評(píng)估軟件一起使用，此外還使用SPI控制器軟件來適當(dāng)控制ADC并采集數(shù)據(jù)。AD9642-250EBZ板的原理圖、BOM和布局請(qǐng)參見User Guide UG-386。CN-0279設(shè)計(jì)支持包中的readme.txt說明了對(duì)標(biāo)準(zhǔn)AD9642-250EBZ板做出的修改。應(yīng)用筆記AN-835詳細(xì)說明了如何設(shè)置硬件和軟件，以運(yùn)行本電路筆記所述的測(cè)試。