寬帶通信接收機(jī)的ADC參數(shù)

寬帶接收機(jī)設(shè)計(jì)需要采用外差體系結(jié)構(gòu)，以便在有干擾或者阻塞信號(hào)的情況下獲得最佳靈敏度。以蜂窩cdma2000?多載波接收機(jī)設(shè)計(jì)為例，本文討論某些影響模數(shù)轉(zhuǎn)換器(adc)選擇的重要參數(shù)—if頻率、接收機(jī)模擬功率增益、信號(hào)帶寬和adc采樣時(shí)鐘頻率等參數(shù)。通過這一設(shè)計(jì)實(shí)例，還討論了以下adc參數(shù)：滿量程(fs)功率、小信號(hào)噪聲底(ssnf)、信噪比(snr)和無雜散動(dòng)態(tài)范圍(sfdr)。16位、80msps max19586 adc在當(dāng)今所有的adc中具有最低的噪聲底，在接收機(jī)設(shè)計(jì)中不需要降低增益或采用自動(dòng)增益控制(agc)。max19586優(yōu)異的噪聲性能以及sfdr性能能夠滿足甚至由于此類應(yīng)用對(duì)adc的要求。

外差接收機(jī)包括一級(jí)混頻器(lo1)，將rf波形轉(zhuǎn)換為第一中頻(if)信號(hào)(圖1)?？梢詫?duì)這一if信號(hào)進(jìn)行數(shù)字化處理或送入第二級(jí)混頻器(lo2)，將其轉(zhuǎn)換為頻率更低的if。把信號(hào)轉(zhuǎn)換到更低if利用了adc良好的噪聲和線性性能，這些性能一般在低頻輸入時(shí)才能夠獲得。采用欠采樣技術(shù)數(shù)字化真實(shí)的帶通信號(hào)，其采樣速率在信號(hào)帶寬內(nèi)符合nyquist定律，而不針對(duì)其絕對(duì)頻率。使用這一方法，adc對(duì)真實(shí)信號(hào)進(jìn)行數(shù)字化，然后利用數(shù)字信號(hào)處理(dsp)技術(shù)，在數(shù)字域?qū)⑵滢D(zhuǎn)換為合成分量。這種方法的優(yōu)勢在于能夠降低硬件的復(fù)雜性和成本，因?yàn)榍凡蓸蛹夹g(shù)承擔(dān)了部分下變頻任務(wù)。但是，這種體系結(jié)構(gòu)需要時(shí)鐘速率較高的adc，以及較寬的動(dòng)態(tài)范圍(即低噪聲和高線性)。欠采樣技術(shù)除了這些優(yōu)點(diǎn)之外，一個(gè)重要的缺點(diǎn)是噪聲混疊，如果輸入信號(hào)沒有進(jìn)行充分的帶寬限制，將對(duì)帶內(nèi)的混疊噪聲進(jìn)行數(shù)字化處理并和有用信號(hào)一起轉(zhuǎn)換成基帶信號(hào)，噪聲混疊將導(dǎo)致adc的snr下降。

圖1所示框圖是蜂窩基站系統(tǒng)采用的典型二次下變頻接收機(jī)，這類接收機(jī)一般包含兩個(gè)相同的接收通道，提供分集接收。如果取消第二級(jí)混頻器，則可得到一次變頻架構(gòu)。假設(shè)adc需要量化三個(gè)相鄰的cdma2000載波，每個(gè)載波的帶寬約為1.23mhz。這些載波信號(hào)轉(zhuǎn)換后將通過數(shù)字信號(hào)處理器(dsp)進(jìn)行濾波。例如，adc的時(shí)鐘速率為cdma2000載波碼率1.2288msps的64倍，即78.64msps。對(duì)于欠采樣接收機(jī)，時(shí)鐘速率決定了奈奎斯特帶寬(fclk/2)，該指標(biāo)是計(jì)算adc等效噪聲系數(shù)(nf)的重要參數(shù)。

假定系統(tǒng)噪聲系數(shù)(nf)的設(shè)計(jì)目標(biāo)是4db，模擬電路部分提供的噪聲系數(shù)為3.8db。在忽略阻塞干擾的情況下，為了滿足系統(tǒng)接收靈敏度的要求，只允許adc為系統(tǒng)增加0.2db的噪聲系數(shù)。需要注意的是4db的噪聲系數(shù)遠(yuǎn)遠(yuǎn)優(yōu)于3gpp2 cdma2000標(biāo)準(zhǔn)的要求，但它代表了眾多蜂窩基站制造商的設(shè)計(jì)目標(biāo)，以便與最低要求相比留出足夠的裕量。圖1給出了在滿足系統(tǒng)噪聲系數(shù)設(shè)計(jì)目標(biāo)的條件下，模擬功率增益和adc nf與天線端所能容許的帶內(nèi)干擾(阻塞)的對(duì)應(yīng)關(guān)系曲線(沒有使用自動(dòng)增益控制)。對(duì)模擬電路功率增益的要求取決于adc的等效噪聲系數(shù)，而等效噪聲系數(shù)是由已知的滿量程功率電平(以dbm為單位)、ssnf、轉(zhuǎn)換速率計(jì)算得到的。

圖2表示沒有濾除的噪聲混疊到有用信號(hào)頻帶的過程，這將提高adc的ssnf，降低信噪比(snr)。上述示例中，三個(gè)cdma2000射頻載波信號(hào)下變頻至135mhz、帶寬為5mhz，并送入adc的輸入端。輸入信號(hào)經(jīng)adc產(chǎn)生的2次與3次諧波不會(huì)混疊到有用信號(hào)頻帶內(nèi)，可以忽略不計(jì)。圖2僅給出了5個(gè)奈奎斯特頻段，實(shí)際上直到16倍奈奎斯特頻率的信號(hào)都會(huì)混疊到有用信號(hào)帶寬內(nèi)，這里假定adc的滿功率輸入帶寬達(dá)到了600mhz。這些混疊信號(hào)如果不進(jìn)行適當(dāng)衰減，將會(huì)降低adc的噪聲性能。

假定采樣頻率為78.64msps，有用信號(hào)帶寬為5mhz，混疊頻帶從dc至629.12mhz (8 x fclk)，中心頻率分別為22.28mhz、56.36mhz、100.92mhz、179.56mhz……，606.84mhz。3次和5次混疊頻帶的中心頻率分別偏離奈奎斯特頻率邊緣f1和f2?？偟膩碚f，除了在135mhz存在有用信號(hào)外，另外還有15個(gè)混疊信號(hào)，如果只有一個(gè)混疊信號(hào)進(jìn)入adc的輸入端口，將使adc噪聲系數(shù)nf增大10 x log(2) ，或3db。如果帶內(nèi)所有噪聲均進(jìn)入adc，理論上adc的有效噪聲系數(shù)(nf)將會(huì)增大10 x log(15)，或11.8db，此時(shí)假定adc對(duì)有用信號(hào)和各混疊噪聲信號(hào)的量化效果相同。

為了濾除混疊頻帶內(nèi)的噪聲，靠近高邊混疊(>177.06mhz)和低邊混疊(<103.42mhz)頻帶的衰減量應(yīng)該不低于16db，以便使混疊信號(hào)對(duì)adc噪聲系數(shù)的影響低于0.2db。更高的衰減量可以更大程度地降低混疊信號(hào)對(duì)adc噪聲系數(shù)(nf)的影響。

以cdma2000為例，圖3給出了在以下兩個(gè)條件下對(duì)adc性能的要求：a)不存在阻塞時(shí)的接收靈敏度；b)存在阻塞時(shí)指標(biāo)降低后的接收靈敏度。

為了計(jì)算以上兩種情況下adc的等效噪聲系數(shù)，假定adc輸入等效匹配電阻為200，計(jì)算其滿量程(fs)功率電平。如果滿量程輸入電壓峰值為2.56vp-p，對(duì)應(yīng)的滿量程輸入功率為+6dbm (rms)。不存在阻塞信號(hào)時(shí)，假定adc的ssnf為-82dbfs，對(duì)于78.64msps的采樣頻率，奈奎斯特帶寬內(nèi)的adc噪聲基底電平為-76dbm。折合到1hz帶寬內(nèi)，其基底噪聲電平為-152dbm；與常溫下-174dbm/hz的熱噪聲基底相比較，adc的等效噪聲系數(shù)為22db，此時(shí)假定在奈奎斯特頻帶內(nèi)所有頻率的噪聲頻譜保持平坦。由此看來，達(dá)到這一噪聲系數(shù)指標(biāo)非常困難，但是，max19586完全能夠滿足該設(shè)計(jì)要求。

從圖1可以看出，當(dāng)adc等效噪聲系數(shù)為22db時(shí)，為了使系統(tǒng)的噪聲系數(shù)達(dá)到4db，模擬電路必須提供31.4db的功率增益。考慮到這些因素，在不采用自動(dòng)增益控制的前提下，系統(tǒng)可容許的最高有效值阻塞功率為-27.4dbm，如圖3中給出的功率電平所示：

fs - 余量 - 增益 = +6dbm - 2db - 31.4db = -27.4dbm

在很多接收機(jī)中，如果存在較高電平的阻塞，則需使用自動(dòng)增益控制電路，以便存在較強(qiáng)阻塞信號(hào)時(shí)降低接收機(jī)的模擬增益。然而，降低增益會(huì)導(dǎo)致整個(gè)接收機(jī)噪聲系數(shù)的增加，從而降低所要達(dá)到的接收靈敏度。多載波接收機(jī)中，強(qiáng)阻塞信號(hào)條件下，降低靈敏度對(duì)弱載波信號(hào)提取非常不利。如果adc有非常低的噪聲基底(如max19586)，則在達(dá)到同樣靈敏度的條件下對(duì)射頻前端的增益要求較低，從而使接收機(jī)可以在不使用agc的情況下容許更強(qiáng)的阻塞信號(hào)。

當(dāng)帶內(nèi)阻塞信號(hào)和cdma2000載波同時(shí)出現(xiàn)在天線端口時(shí)，3gpp2標(biāo)準(zhǔn)允許接收靈敏度降低3db。該指標(biāo)的降低考慮到了模擬電路以及adc電路的噪聲+失真的提高。假定分配1db給模擬電路，2db給adc，系統(tǒng)的噪聲系數(shù)(考慮失真)將從4db提高到7db，增益仍然為31.4db；模擬電路的噪聲系數(shù)(考慮失真)為4.8db。由此，可以計(jì)算出系統(tǒng)噪聲系數(shù)為7db時(shí)，adc的噪聲系數(shù)(包括失真)為34.4db，或-139.6db/hz (圖3所示)。在奈奎斯特頻帶內(nèi)，等效噪聲(包括失真)電平為-63.6dbm。

假定adc的噪聲和雜散功率對(duì)整個(gè)adc噪聲系數(shù)的影響為3db，即在奈奎斯特頻帶內(nèi)的噪聲功率為-66.6dbm。將此功率電平與在adc輸入端口的4dbm阻塞信號(hào)相比較，可以得到其信噪比要求，70.6db。有用信號(hào)頻帶內(nèi)噪聲功率的計(jì)算可以采用如下方式，將cdma2000信號(hào)帶寬除以整個(gè)奈奎斯特帶寬即可。這種情況下，載波頻帶內(nèi)的噪聲功率比-66.6dbm低10 x log (1.23mhz / 39.32mhz)或-15db (即-81.6dbm)。因?yàn)榧俣ㄔ肼暫褪д婀β氏嗟?，雜散功率同樣為-81.6dbm，因此adc的sfdr指標(biāo)為-85.6db，如圖3所示。

綜上所述，本文討論了欠采樣接收機(jī)中最重要的系統(tǒng)級(jí)參數(shù)，并給出了計(jì)算fs、ssnf、snr、sfdr的方法，為合理選擇adc提供參考。maxim的max19586是以上欠采樣接收機(jī)設(shè)計(jì)中的最佳選擇。