[組圖]功率穩(wěn)壓逆變電源的設計與制作

采用雙極型開關管的逆變器，基極驅動電流基本上為開關電流的1/β，因此大電流開關電路必須采用多級放大，不僅使電路復雜化，可靠性也變差?而且隨著輸出功率的增大，開關管驅動電流需大于集電極電流的１／β，致使普通驅動IC無法直接驅動。雖說采用多級放大可以達到目的，但是波形失真卻明顯增大，從而導致開關管的導通/截止損耗也增大。目前解決大功率逆變電源及UPS的驅動方案，大多采用MOS FET管作開關器件。

一、MOSFET管的應用

近年來，金屬氧化物絕緣柵場效應管的制造工藝飛速發(fā)展，使之漏源極耐壓(VDS)達kV以上，漏源極電流(IDS)達50A已不足為奇，因而被廣泛用于高頻功率放大和開關電路中。

除此而外，還有雙極性三極管與MOS FET管的混合產(chǎn)品，即所謂IGBT絕緣柵雙極晶體管。顧名思義，它屬MOS FET管作為前級、雙極性三極管作為輸出的組合器件。因此，IGBT既有絕緣柵場效應管的電壓驅動特性，又有雙極性三極管飽合壓降小和耐壓高的輸出特性，其關斷時間達到0.4μs以下，VCEO達到1.8kV，ICM達到100A的水平，目前常用于電機變頻調速、大功率逆變器和開關電源等電路中。

一般中功率開關電源逆變器常用MOS FET管的并聯(lián)推挽電路。MOS FET管漏-源極間導通電阻，具有電阻的均流特性，并聯(lián)應用時不必外加均流電阻，漏源極直接并聯(lián)應用即可。而柵源極并聯(lián)應用，則每只MOSFET管必須采用單獨的柵極隔離電阻，避免各開關管柵極電容并聯(lián)形成總電容增大，導致充電電流增大，使驅動電壓的建立過程被延緩，開關管導通損耗增大。

二、MOSFET的驅動

近年來，隨著MOS FET生產(chǎn)工藝的改進，各種開關電源、變換器都廣泛采用MOS FET管作為高頻高壓開關電路，但是，專用于驅動MOS FET管的集成電路國內極少見。驅動MOS FET管的要求是，低輸出阻抗，內設灌電流驅動電路。所以，普通用于雙極型開關管的驅動IC不能直接用于驅動場效應管。

目前就世界范圍來說，可直接驅動MOS FET管的IC品種仍不多，單端驅動器常用的是UC3842系列，而用于推挽電路雙端驅動器有SG3525A(驅動N溝道場效應管)、SG3527A(驅動P溝道場效應管)和SG3526N(驅動N溝道場效應管)。然而在開關電源快速發(fā)展的近40年中，畢竟有了一大批優(yōu)秀的、功能完善的雙端輸出驅動IC。同時隨著MOS FET管應用普及，又開發(fā)了不少新電路，可將其用于驅動MOS FET管，解決MOS FET的驅動無非包括兩個內容：一是降低驅動IC的輸出阻抗；二是增設MOS FET管的灌電流通路。為此，不妨回顧SG3525A、SG3527A、SG3526N以及單端驅動器UC3842系列的驅動級。

圖2a為上述IC的驅動輸出電路(以其中一路輸出為例)。振蕩器的輸出脈沖經(jīng)或非門，將脈沖上升沿和下降沿輸出兩路時序不同的驅動脈沖。在脈沖正程期間，Q1導通，Q2截止，Q1發(fā)射極輸出的正向脈沖，向開關管柵極電容充電，使漏—源極很快達到導通閾值。當正程脈沖過后，若開關管柵—源極間充電電荷不能快速放完，將使漏源極驅動脈沖不能立即截止。為此，Q1截止后，或非門立即使Q2導通，為柵源極電容放電提供通路。此驅動方式中，Q1提供驅動電流，Q2提供灌電流(即放電電流)。Q1為發(fā)射極輸出器，其本身具有極低的輸出阻抗。

為了達到上述要求，將普通用于雙極型開關管驅動輸出接入圖2b的外設驅動電路，也可以滿足MOS FET管的驅動要求。設計驅動雙極型開關管的集成電路，常采用雙端圖騰柱式輸出兩路脈沖，即兩路輸出脈沖極性是相同的，以驅動推挽的兩只NPN型三極管。為了讓推挽兩管輪流導通，兩路驅動脈沖的時間次序不同。如果第一路輸出正脈沖，經(jīng)截止后，過一死區(qū)時間，第二路方開始輸出。兩路驅動級采用雙極型三極管集射極開路輸出，以便于取得不同的脈沖極性，用于驅動NPN型或PNP型開關管。

圖2b中接入了PNP型三極管Q和二極管D，其作用是分別使驅動電流和灌電流分路。前級驅動IC內部緩沖器的發(fā)射極，在負載電阻R1上建立未倒相的正極性驅動脈沖使三極管Q截止。在驅動脈沖上升沿開始，正極性脈沖通過二極管D加到MOS FET開關管柵—源極，對柵源極電容CGS充電，當充電電壓達到開關管柵極電壓閾值時，其漏源極導通。正脈沖持續(xù)期過后，IC內部緩沖放大器發(fā)射極電平為零，輸出端將有一定時間的死區(qū)。此時，Q的發(fā)射極帶有CGS充電電壓，因而Q導通，CGS通過Q的ec極放電，Q的集電極電流為灌電流通路。R2為開關管的柵極電阻，目的是避免開關管的柵極在Q、D轉換過程中懸空，否則其近似無窮大的高輸入阻抗極容易被干擾電平所擊穿。采用此方式利用普通雙端輸出集成電路，驅動MOS FET開關管，可以達到比較理想的效果。為了降低導通/截止損耗，D應選用快速開關二極管。Q的集電極電流應根據(jù)開關管決定，若為了提高輸出功率，每路輸出采用多只MOS FET管并聯(lián)應用，則應選擇ICM足夠大的灌流三極管和高速開關二極管。

三、TL494應用

目前所有的雙端輸出驅動IC中，可以說美國德克薩斯儀器公司開發(fā)的TL494功能最完善、驅動能力最強，其兩路時序不同的輸出總電流為SG3525的兩倍，達到400mA。僅此一點，使輸出功率千瓦級及以上的開關電源、DC/DC變換器、逆變器，幾乎無一例外地采用TL494。雖然TL494設計用于驅動雙極型開關管，然而目前絕大部分采用MOS FET開關管的設備，利用外設灌流電路，也廣泛采用TL494。為此，本節(jié)中將詳細介紹其功能及應用電路。其內部方框圖如圖3所示。其內部電路功能、特點及應用方法如下：

A.內置RC定時電路設定頻率的獨立鋸齒波振蕩器，其振蕩頻率fo(kHz)=1.2/R(kΩ)·C(μF)，其最高振蕩頻率可達300kHz，既能驅動雙極性開關管，增設灌電流通路后，還能驅動MOS FET開關管。

B.內部設有比較器組成的死區(qū)時間控制電路，用外加電壓控制比較器的輸出電平，通過其輸出電平使觸發(fā)器翻轉，控制兩路輸出之間的死區(qū)時間。當?shù)?腳電平升高時，死區(qū)時間增大。

C.觸發(fā)器的兩路輸出設有控制電路，使Q1、Q2既可輸出雙端時序不同的驅動脈沖，驅動推挽開關電路和半橋開關電路，同時也可輸出同相序的單端驅動脈沖，驅動單端開關電路。

D.內部兩組完全相同的誤差放大器，其同相輸入端均被引出芯片外，因此可以自由設定其基準電壓，以方便用于穩(wěn)壓取樣，或利用其中一種作為過壓、過流超閾值保護。

E.輸出驅動電流單端達到400mA，能直接驅動峰值電流達5A的開關電路。雙端輸出脈沖峰值為2×200mA，加入驅動級即能驅動近千瓦的推挽式和橋式電路。

TL494的各腳功能及參數(shù)如下：第1、16腳為誤差放大器A1、A2的同相輸入端。最高輸入電壓不超過Vcc+0.3V。第2、15腳為誤差放大器A1、A2的反相輸入端?？山尤胝`差檢出的基準電壓。第3腳為誤差放大器A1、A2的輸出端。集成電路內部用于控制PWM比較器的同相輸入端，當A1、A2任一輸出電壓升高時，控制PWM比較器的輸出脈寬減小。同時，該輸出端還引出端外，以便與第2、15腳間接入RC頻率校正電路和直接負反饋電路，一則穩(wěn)定誤差放大器的增益，二則防止其高頻自激。另外，第3腳電壓反比于輸出脈寬，也可利用該端功能實現(xiàn)高電平保護。第4腳為死區(qū)時間控制端。當外加1V以下的電壓時，死區(qū)時間與外加電壓成正比。如果電壓超過1V，內部比較器將關斷觸發(fā)器的輸出脈沖。第5腳為鋸齒波振蕩器外接定時電容端，第6腳為鋸齒波振蕩器外接定時電阻端，一般用于驅動雙極性三極管時需限制振蕩頻率小于40kHz。第7腳為接地端。第8、11腳為兩路驅動放大器NPN管的集電極開路輸出端。當?shù)?、11腳接Vcc，第9、10腳接入發(fā)射極負載電阻到地時，兩路為正極性圖騰柱式輸出，用以驅動各種推挽開關電路。當?shù)?、11腳接地時，兩路為同相位驅動脈沖輸出。第8、11腳和9、10腳可直接并聯(lián)，雙端輸出時最大驅動電流為2×200mA，并聯(lián)運用時最大驅動電流為400mA。第14腳為內部基準電壓精密穩(wěn)壓電路端。輸出5V±0.25V的基準電壓，最大負載電流為10mA。用于誤差檢出基準電壓和控制模式的控制電壓。TL494的極限參數(shù)：最高瞬間工作電壓(12腳)42V，最大輸出電流250mA，最高誤差輸入電壓Vcc+0.3V，測試/環(huán)境溫度≤45℃，最大允許功耗1W，最高結溫150℃，使用溫度范圍0～70℃，保存溫度-65～+150℃。

TL494的標準應用參數(shù)：Vcc(第12腳)為7～40V，Vcc1(第8腳)、Vcc2(第11腳)為40V，Ic1、Ic2為200mA，RT取值范圍1.8～500kΩ，CT取值范圍4700pF～10μF，最高振蕩頻率(fOSC)≤300kHz。

圖4為外刊介紹的利用TL494組成的400W大功率穩(wěn)壓逆變器電路。它激式變換部分采用TL494，VT1、VT2、VD3、VD4構成灌電流驅動電路，驅動兩路各兩只60V/30A的MOS FET開關管。如需提高輸出功率，每路可采用3～4只開關管并聯(lián)應用，電路不變。TL494在該逆變器中的應用方法如下：

第1、2腳構成穩(wěn)壓取樣、誤差放大系統(tǒng)，正相輸入端1腳輸入逆變器次級取樣繞組整流輸出的15V直流電壓，經(jīng)R1、R2分壓，使第1腳在逆變器正常工作時有近4.7～5.6V取樣電壓。反相輸入端2腳輸入5V基準電壓(由14腳輸出)。當輸出電壓降低時，1腳電壓降低，誤差放大器輸出低電平，通過PWM電路使輸出電壓升高。正常時1腳電壓值為5.4V，2腳電壓值為5V，3腳電壓值為0.06V。此時輸出AC電壓為235V(方波電壓)。第4腳外接R6、R4、C2設定死區(qū)時間。正常電壓值為0.01V。第5、6腳外接CT、RT設定振蕩器三角波頻率為100Hz。正常時5腳電壓值為1.75V，6腳電壓值為3.73V。第7腳為共地。第8、11腳為內部驅動輸出三極管集電極，第12腳為TL494前級供電端，此三端通過開關S控制TL494的啟動/停止，作為逆變器的控制開關。當S1關斷時，TL494無輸出脈沖，因此開關管VT4～VT6無任何電流。S1接通時，此三腳電壓值為蓄電池的正極電壓。第9、10腳為內部驅動級三極管發(fā)射極，輸出兩路時序不同的正脈沖。正常時電壓值為1.8V。第13、14、15腳其中14腳輸出5V基準電壓，使13腳有5V高電平，控制門電路，觸發(fā)器輸出兩路驅動脈沖，用于推挽開關電路。第15腳外接5V電壓，構成誤差放大器反相輸入基準電壓，以使同相輸入端16腳構成高電平保護輸入端。此接法中，當?shù)?6腳輸入大于5V的高電平時，可通過穩(wěn)壓作用降低輸出電壓，或關斷驅動脈沖而實現(xiàn)保護。在它激逆變器中輸出超壓的可能性幾乎沒有，故該電路中第16腳未用，由電阻R8接地。

該逆變器采用容量為400VA的工頻變壓器，鐵芯采用45×60mm2的硅鋼片。初級繞組采用直徑1.2mm的漆包線，兩根并繞2×20匝。次級取樣繞組采用0.41mm漆包線繞36匝，中心抽頭。次級繞組按230V計算，采用0.8mm漆包線繞400匝。開關管VT4～VT6可用60V/30A任何型號的N溝道MOS FET管代替。VD7可用1N400X系列普通二極管。該電路幾乎不經(jīng)調試即可正常工作。當C9正極端電壓為12V時，R1可在3.6～4.7kΩ之間選擇，或用10kΩ電位器調整，使輸出電壓為額定值。如將此逆變器輸出功率增大為近600W，為了避免初級電流過大，增大電阻性損耗，宜將蓄電池改用24V，開關管可選用VDS為100V的大電流MOS FET管。需注意的是，寧可選用多管并聯(lián)，而不選用單只IDS大于50A的開關管，其原因是：一則價格較高，二則驅動太困難。建議選用100V/32A的2SK564，或選用三只2SK906并聯(lián)應用。同時，變壓器鐵芯截面需達到50cm2，按普通電源變壓器計算方式算出匝數(shù)和線徑，或者采用廢UPS-600中變壓器代用。如為電冰箱、電風扇供電，請勿忘記加入LC低通濾波器。