抑制偏磁的簡(jiǎn)單電路拓?fù)浼捌涔ぷ髟?/h1>
如圖2所示，在PWM全橋逆變電源輸出端，采用通過(guò)霍爾電壓傳感器(HL)隔離的差動(dòng)高阻積分電路，通過(guò)此電路可直接地實(shí)時(shí)檢測(cè)橋端輸出電壓脈沖列uAB的直流分量，圖2中積分環(huán)節(jié)輸出電壓um波形如圖3中所示，為標(biāo)準(zhǔn)的三角波（暫不考慮死區(qū)）。其上升時(shí)間即為ugs1的脈寬（亦即S1及S2的開(kāi)通時(shí)間），并且以固定的du/dt上升。其下降時(shí)間為ugs2的脈寬（即S3及S3的開(kāi)通時(shí)間）?？刂齐娐费a(bǔ)償過(guò)程如下：以u(píng)gs1為參考脈沖方波(固定的脈寬及占空比D，且50％>D>40％)，控制S1及S2的通斷；而以u(píng)gs2為可調(diào)脈沖方波去控制S3及S4。在一個(gè)基波周期內(nèi)，C1充電時(shí)間和充電速度固定，其充電量亦確定，此充電量確定了放電過(guò)程的時(shí)間，亦即ugs2的占空比。由此可見(jiàn)，S3及S4的開(kāi)通時(shí)間由S1及S2的開(kāi)通時(shí)間決定，其結(jié)果是消除了高頻變壓器中的直流分量。假設(shè)某種原因?qū)е聈gs1的D變大，則S1及S2管的導(dǎo)通時(shí)間變長(zhǎng)，C1中充電量增大，其放電時(shí)間相應(yīng)變長(zhǎng)，從而使ugs2的占空比增大，S3及S4的開(kāi)通時(shí)間也增大，從而達(dá)到了消除直流分量的目的。反之亦然。
在設(shè)計(jì)中需要注意以下事項(xiàng)。
1）霍爾電壓傳感器
（1）對(duì)于電壓測(cè)量，原邊電流與被測(cè)電壓之比一定要通過(guò)一個(gè)外部電阻Ri來(lái)確定，并串聯(lián)在傳感器原邊電路，為使傳感器達(dá)到最佳精度，應(yīng)盡量精確選擇Ri的大小，使輸入電流為10mA為佳。
（2）考慮到初級(jí)線圈內(nèi)阻(與Ri相比，為保持溫差盡可能低)和隔離，此傳感器適用于測(cè)量10～500V電壓。Ri的功率為所測(cè)試電壓乘以0.01后的4倍以上，以確保測(cè)量電阻的穩(wěn)定性。
2）控制電路部分
（1）積分電容器C1應(yīng)選用泄漏電阻大的電容器來(lái)減少積分誤差。C2應(yīng)滿足可以濾除基波及基波以上的交流分量。（2）在應(yīng)用中應(yīng)該注意，比較電平是不可能為零的（由于器件性能的影響，三角波不可能降為零），為了使比較器可靠性高，應(yīng)使比較電平略大于三角波的最小值。由于上述原因，造成的脈寬ugs1比ugs2的稍窄，可通過(guò)調(diào)節(jié)彼此的死區(qū)時(shí)間來(lái)給予一定程度的補(bǔ)償。
（3）ugs2的死區(qū)時(shí)間通過(guò)R6、R7、C3及一對(duì)二極管組成充放電回路和比較放大器產(chǎn)生，ugs1的死區(qū)時(shí)間通過(guò)R10、R11、C4及一對(duì)二極管組成充放電回路和比較放大器產(chǎn)生。通過(guò)適當(dāng)調(diào)節(jié)比較放大器的比較電平補(bǔ)償ugs2損失的部分占空比。
如圖2所示，在PWM全橋逆變電源輸出端，采用通過(guò)霍爾電壓傳感器(HL)隔離的差動(dòng)高阻積分電路，通過(guò)此電路可直接地實(shí)時(shí)檢測(cè)橋端輸出電壓脈沖列uAB的直流分量，圖2中積分環(huán)節(jié)輸出電壓um波形如圖3中所示，為標(biāo)準(zhǔn)的三角波（暫不考慮死區(qū)）。其上升時(shí)間即為ugs1的脈寬（亦即S1及S2的開(kāi)通時(shí)間），并且以固定的du/dt上升。其下降時(shí)間為ugs2的脈寬（即S3及S3的開(kāi)通時(shí)間）?？刂齐娐费a(bǔ)償過(guò)程如下：以u(píng)gs1為參考脈沖方波(固定的脈寬及占空比D，且50％>D>40％)，控制S1及S2的通斷；而以u(píng)gs2為可調(diào)脈沖方波去控制S3及S4。在一個(gè)基波周期內(nèi)，C1充電時(shí)間和充電速度固定，其充電量亦確定，此充電量確定了放電過(guò)程的時(shí)間，亦即ugs2的占空比。由此可見(jiàn)，S3及S4的開(kāi)通時(shí)間由S1及S2的開(kāi)通時(shí)間決定，其結(jié)果是消除了高頻變壓器中的直流分量。假設(shè)某種原因?qū)е聈gs1的D變大，則S1及S2管的導(dǎo)通時(shí)間變長(zhǎng)，C1中充電量增大，其放電時(shí)間相應(yīng)變長(zhǎng)，從而使ugs2的占空比增大，S3及S4的開(kāi)通時(shí)間也增大，從而達(dá)到了消除直流分量的目的。反之亦然。
在設(shè)計(jì)中需要注意以下事項(xiàng)。
1）霍爾電壓傳感器
（1）對(duì)于電壓測(cè)量，原邊電流與被測(cè)電壓之比一定要通過(guò)一個(gè)外部電阻Ri來(lái)確定，并串聯(lián)在傳感器原邊電路，為使傳感器達(dá)到最佳精度，應(yīng)盡量精確選擇Ri的大小，使輸入電流為10mA為佳。
（2）考慮到初級(jí)線圈內(nèi)阻(與Ri相比，為保持溫差盡可能低)和隔離，此傳感器適用于測(cè)量10～500V電壓。Ri的功率為所測(cè)試電壓乘以0.01后的4倍以上，以確保測(cè)量電阻的穩(wěn)定性。
2）控制電路部分
（1）積分電容器C1應(yīng)選用泄漏電阻大的電容器來(lái)減少積分誤差。C2應(yīng)滿足可以濾除基波及基波以上的交流分量。
（2）在應(yīng)用中應(yīng)該注意，比較電平是不可能為零的（由于器件性能的影響，三角波不可能降為零），為了使比較器可靠性高，應(yīng)使比較電平略大于三角波的最小值。由于上述原因，造成的脈寬ugs1比ugs2的稍窄，可通過(guò)調(diào)節(jié)彼此的死區(qū)時(shí)間來(lái)給予一定程度的補(bǔ)償。
（3）ugs2的死區(qū)時(shí)間通過(guò)R6、R7、C3及一對(duì)二極管組成充放電回路和比較放大器產(chǎn)生，ugs1的死區(qū)時(shí)間通過(guò)R10、R11、C4及一對(duì)二極管組成充放電回路和比較放大器產(chǎn)生。通過(guò)適當(dāng)調(diào)節(jié)比較放大器的比較電平補(bǔ)償ugs2損失的部分占空比。
加入技術(shù)交流群
如圖2所示，在PWM全橋逆變電源輸出端，采用通過(guò)霍爾電壓傳感器(HL)隔離的差動(dòng)高阻積分電路，通過(guò)此電路可直接地實(shí)時(shí)檢測(cè)橋端輸出電壓脈沖列uAB的直流分量，圖2中積分環(huán)節(jié)輸出電壓um波形如圖3中所示，為標(biāo)準(zhǔn)的三角波（暫不考慮死區(qū)）。其上升時(shí)間即為ugs1的脈寬（亦即S1及S2的開(kāi)通時(shí)間），并且以固定的du/dt上升。其下降時(shí)間為ugs2的脈寬（即S3及S3的開(kāi)通時(shí)間）?？刂齐娐费a(bǔ)償過(guò)程如下：以u(píng)gs1為參考脈沖方波(固定的脈寬及占空比D，且50％>D>40％)，控制S1及S2的通斷；而以u(píng)gs2為可調(diào)脈沖方波去控制S3及S4。在一個(gè)基波周期內(nèi)，C1充電時(shí)間和充電速度固定，其充電量亦確定，此充電量確定了放電過(guò)程的時(shí)間，亦即ugs2的占空比。由此可見(jiàn)，S3及S4的開(kāi)通時(shí)間由S1及S2的開(kāi)通時(shí)間決定，其結(jié)果是消除了高頻變壓器中的直流分量。假設(shè)某種原因?qū)е聈gs1的D變大，則S1及S2管的導(dǎo)通時(shí)間變長(zhǎng)，C1中充電量增大，其放電時(shí)間相應(yīng)變長(zhǎng)，從而使ugs2的占空比增大，S3及S4的開(kāi)通時(shí)間也增大，從而達(dá)到了消除直流分量的目的。反之亦然。
在設(shè)計(jì)中需要注意以下事項(xiàng)。
1）霍爾電壓傳感器
（1）對(duì)于電壓測(cè)量，原邊電流與被測(cè)電壓之比一定要通過(guò)一個(gè)外部電阻Ri來(lái)確定，并串聯(lián)在傳感器原邊電路，為使傳感器達(dá)到最佳精度，應(yīng)盡量精確選擇Ri的大小，使輸入電流為10mA為佳。
（2）考慮到初級(jí)線圈內(nèi)阻(與Ri相比，為保持溫差盡可能低)和隔離，此傳感器適用于測(cè)量10～500V電壓。Ri的功率為所測(cè)試電壓乘以0.01后的4倍以上，以確保測(cè)量電阻的穩(wěn)定性。
2）控制電路部分
（1）積分電容器C1應(yīng)選用泄漏電阻大的電容器來(lái)減少積分誤差。C2應(yīng)滿足可以濾除基波及基波以上的交流分量。
（2）在應(yīng)用中應(yīng)該注意，比較電平是不可能為零的（由于器件性能的影響，三角波不可能降為零），為了使比較器可靠性高，應(yīng)使比較電平略大于三角波的最小值。由于上述原因，造成的脈寬ugs1比ugs2的稍窄，可通過(guò)調(diào)節(jié)彼此的死區(qū)時(shí)間來(lái)給予一定程度的補(bǔ)償。
（3）ugs2的死區(qū)時(shí)間通過(guò)R6、R7、C3及一對(duì)二極管組成充放電回路和比較放大器產(chǎn)生，ugs1的死區(qū)時(shí)間通過(guò)R10、R11、C4及一對(duì)二極管組成充放電回路和比較放大器產(chǎn)生。通過(guò)適當(dāng)調(diào)節(jié)比較放大器的比較電平補(bǔ)償ugs2損失的部分占空比。
如圖2所示，在PWM全橋逆變電源輸出端，采用通過(guò)霍爾電壓傳感器(HL)隔離的差動(dòng)高阻積分電路，通過(guò)此電路可直接地實(shí)時(shí)檢測(cè)橋端輸出電壓脈沖列uAB的直流分量，圖2中積分環(huán)節(jié)輸出電壓um波形如圖3中所示，為標(biāo)準(zhǔn)的三角波（暫不考慮死區(qū)）。其上升時(shí)間即為ugs1的脈寬（亦即S1及S2的開(kāi)通時(shí)間），并且以固定的du/dt上升。其下降時(shí)間為ugs2的脈寬（即S3及S3的開(kāi)通時(shí)間）?？刂齐娐费a(bǔ)償過(guò)程如下：以u(píng)gs1為參考脈沖方波(固定的脈寬及占空比D，且50％>D>40％)，控制S1及S2的通斷；而以u(píng)gs2為可調(diào)脈沖方波去控制S3及S4。在一個(gè)基波周期內(nèi)，C1充電時(shí)間和充電速度固定，其充電量亦確定，此充電量確定了放電過(guò)程的時(shí)間，亦即ugs2的占空比。由此可見(jiàn)，S3及S4的開(kāi)通時(shí)間由S1及S2的開(kāi)通時(shí)間決定，其結(jié)果是消除了高頻變壓器中的直流分量。假設(shè)某種原因?qū)е聈gs1的D變大，則S1及S2管的導(dǎo)通時(shí)間變長(zhǎng)，C1中充電量增大，其放電時(shí)間相應(yīng)變長(zhǎng)，從而使ugs2的占空比增大，S3及S4的開(kāi)通時(shí)間也增大，從而達(dá)到了消除直流分量的目的。反之亦然。
在設(shè)計(jì)中需要注意以下事項(xiàng)。
1）霍爾電壓傳感器
（1）對(duì)于電壓測(cè)量，原邊電流與被測(cè)電壓之比一定要通過(guò)一個(gè)外部電阻Ri來(lái)確定，并串聯(lián)在傳感器原邊電路，為使傳感器達(dá)到最佳精度，應(yīng)盡量精確選擇Ri的大小，使輸入電流為10mA為佳。
（2）考慮到初級(jí)線圈內(nèi)阻(與Ri相比，為保持溫差盡可能低)和隔離，此傳感器適用于測(cè)量10～500V電壓。Ri的功率為所測(cè)試電壓乘以0.01后的4倍以上，以確保測(cè)量電阻的穩(wěn)定性。
2）控制電路部分
（1）積分電容器C1應(yīng)選用泄漏電阻大的電容器來(lái)減少積分誤差。C2應(yīng)滿足可以濾除基波及基波以上的交流分量。
（2）在應(yīng)用中應(yīng)該注意，比較電平是不可能為零的（由于器件性能的影響，三角波不可能降為零），為了使比較器可靠性高，應(yīng)使比較電平略大于三角波的最小值。由于上述原因，造成的脈寬ugs1比ugs2的稍窄，可通過(guò)調(diào)節(jié)彼此的死區(qū)時(shí)間來(lái)給予一定程度的補(bǔ)償。
（3）ugs2的死區(qū)時(shí)間通過(guò)R6、R7、C3及一對(duì)二極管組成充放電回路和比較放大器產(chǎn)生，ugs1的死區(qū)時(shí)間通過(guò)R10、R11、C4及一對(duì)二極管組成充放電回路和比較放大器產(chǎn)生。通過(guò)適當(dāng)調(diào)節(jié)比較放大器的比較電平補(bǔ)償ugs2損失的部分占空比。
評(píng)論