隔離式低壓/大電流輸出DC/DC變換器中幾種副邊整

1引言

隨著計算機通信設備及新的網(wǎng)絡產(chǎn)品市場需求的迅速增長，未來的電源市場是非常樂觀的。市場對小功率變換器的需求更是呈現(xiàn)迅速上升趨勢。據(jù)專家預測[1?2]，在今后五年內(nèi)，小功率DC/DC變換器的發(fā)展趨勢是：適應超高頻CPU芯片的迅速發(fā)展，DC/DC變換器將向低輸出電壓（最低可低到1.2V）、高輸出電流、低成本、高頻化（400～500kHz）、高功率密度、高可靠性（MTBF≥106h）、高效率的方向發(fā)展。

整流電路作為DC/DC變換器的重要組成部分，對整機性能的影響很大。傳統(tǒng)的整流電路采用功率二極管，由于二極管的通態(tài)壓降較高（典型值有0.4V～0.6V），因此整流損耗較大。而為了滿足各種數(shù)據(jù)處理集成電路對更快速、更低功耗和更高集成度的要求，集成芯片工作電壓將進一步降低到1V～3V（現(xiàn)今的典型值為2.8V～3.3V）。在DC/DC變換器輸出如此低的電壓時，整流部分的功耗占輸出功率的比重將更大，致使整機效率更低，成為電源小型化、模塊化的障礙。應用同步整流技術(shù)，用低導通電阻MOSFET代替常規(guī)整流二極管，可以大大降低整流部分的功耗，提高變換器的性能，實現(xiàn)電源的高效率，高功率密度[3?4]。

考慮到DC/DC變換器副邊整流電路的多樣化，本文針對低壓/大電流輸出DC/DC變換器，對幾種常用的副邊整流電路進行分析比較，對倍流整流拓撲進行了較詳細的闡述，希望能對電源設計有所幫助。

2副邊整流電路的回顧

2.1幾種常見的副邊整流電路

如圖1、圖2(a)、圖3(a)、圖4(a)所示，分別為全橋整流、半波整流、全波整流和倍流整流拓撲。全橋整流比其它三種整流方式多用兩個整流管，使導通損耗大大增加，因而不太適合用于低壓/大電流輸出場合。故在下文中，未把全橋整流方式作為比較的對象。

基于半波整流和全波整流方式比較常用，這里不

圖1全橋整流

q

圖2半波整流拓撲及其原理波形(a)二極管半波整流(b)MOSFET半波整流(SR)(c)原理波形

圖3全波整流拓撲及其原理波形

(a)二極管全波整流(b)MOSFET全波整流(c)原理波形

再作原理贅述，而著重對最近幾年比較熱門的“新型”整流拓撲—倍流整流方式進行較詳細的原理分析。

2.2倍流整流電路的原理分析

早在1919年，“倍流整流”思想[5]在汞弧管整流電路中就有人提出，但沒有受到重視。隨著最近幾年低壓/大電流輸出DC/DC變換器的研究熱潮，這種整流思想又重新得到了重視。它是從全橋整流方式演化而來，即用兩只獨立的，數(shù)值相同的電感代替全橋整流拓撲中的一組整流管，仍保持“全橋整流”的形式，經(jīng)過適當變形，即得到圖4所示的拓撲形式。圖5給出全橋整流—倍流整流這一演化過程的示意簡圖。

如圖4所示，VSEC是變壓器副邊繞組電壓波形。下面對一個周期TS中，電路的工作情況進行簡要分析[6]。

（1）t0—t1：變壓器副邊繞組上為正壓，SR2(D2)處于導通狀態(tài)，SR1(D1)處于關(guān)斷狀態(tài)(SR1與D1，SR2與D2的開關(guān)狀態(tài)分別對應一致，下文以SR管說明工作原理)，電感L1上電流上升，L2上電流下降。對應如下關(guān)系式：VL1=V2－V0=L1（1）VL2=－V0=L2（2）

圖4倍流整流拓撲及其原理波形

(a)二極管倍流整流(b)MOSFET倍流整流(c)原理波形

（2）t1—t2：變壓器副邊繞組電壓為零，整流管SR1、

SR2都導通。通過電感L1、L2的電流都在減小，處于續(xù)流狀態(tài)。對應關(guān)系式為：VL1=－V0=L1（3）VL2=－V0=L2（4）

（3）t2—t3：變壓器副邊繞組上為負壓,功率管SR1

處于導通狀態(tài)，SR2處于關(guān)斷態(tài)，電感L1上電流下降，L2上電流上升。對應關(guān)系式為：VL1=－V0=L1（5）VL2=V2－V0=L2（6）

（4）t3—t4：變壓器副邊繞組電壓為零，整流管SR1、SR2都導通。通過電感L1、L2的電流都在減小，處于續(xù)流狀態(tài)。對應電路方程與t1—t2時段相同。

在一個完整的開關(guān)周期Ts中，通過電感L1、L2的電流，都是在各自的0～DTs時間段內(nèi)增加；在（1－D）Ts時間段內(nèi)減小，且兩段時間內(nèi)電流增加量與減小量相等。對應如下關(guān)系式：L=V2－V0，L=V0，Δi(＋)=Δi(－)

整理后可得：

V0=DV2(7)

式中：D=tON/Ts

倍流整流，其實質(zhì)就是兩個電感的交錯并聯(lián)。電感L1與L2上的電壓和流過電流相位相差180°，在變壓器副邊繞組電壓非零時，流過L1、L2的電流一增一減，實現(xiàn)了iL1、iL2的紋波電流互消，從而使總的負載電流（i0=iL1＋iL2）紋波大大減小。在輸出電壓紋波要求相同的情況下，這種倍流整流方式使得L1、L2顯著減小，加快了功率級的動態(tài)響應。

電感L1、L2電流波形相差180°，其合成電流（i0=iL1＋iL2）紋波峰峰值與iL1、iL2紋波峰峰值的關(guān)系，用電流互消比例K12表示，K12與占空比D有關(guān)，關(guān)系式如下：K12=2－（D≤0.5）（8）

其對應的關(guān)系如圖6所示。從圖6可以直觀地看出，當D=0.5，即V2=2V0時，才有完全的紋波互消作用（輸出電流實現(xiàn)零紋波），D偏離0.5越遠，紋波互消作用越差。當D=0.25時，紋波互消比例只有67％。因此，在倍流整流拓撲中，為了利用其紋波互消作用，希望D在0.5附近。

3幾種整流電路的比較

為了充分認識半波整流、全波整流和倍流整流拓撲的優(yōu)缺點，便于優(yōu)化選擇，下面從整流管導通損耗，磁性元件尺寸，大電流繞組連接點數(shù)，SR驅(qū)動方式，原邊適用拓撲等多個方面對三種整流方式逐一進行比較。比較基于相同條件下進行，即變換器功率等級，開關(guān)頻率fs，副邊電壓Vsec的幅值V2，各拓撲對應定義的占空比D，輸出電壓VO及其紋波ΔVO要求，輸出濾波電容C相同。

圖5全橋整流—倍流整流演化過程簡圖

圖6電感電流紋波互消作用示意

3.1整流管導通損耗

（1）半波整流拓撲tON時段內(nèi)，負載電流IO流過SR1；在tOFF時段內(nèi)，IO流過SR2。因此在一個開關(guān)周期Ts中，兩整流管總的導通損耗，相當于負載電流流經(jīng)一個整流管的導通損耗（損耗計算公式用MOSFET）。基本關(guān)系式為：

Phw=m·IO2Rds(on)(9)

式中：m為用作SR1或SR2的MOSFET的并聯(lián)個數(shù)（SR1、SR2并聯(lián)個數(shù)一般相等）；

Rds(on)為MOSFET導通電阻。

（2）中心抽頭全波整流tON時段內(nèi)，負載電流IO流過SR1或SR2；tOFF時段內(nèi)，負載電流在兩個整流管上平分，從而減小了tOFF時段內(nèi)整流管的導通損耗，當用肖特基二極管作為整流管時，因肖特基伏安特性為指數(shù)關(guān)系，損耗降低量并不太明顯。當采用MOSFET作為同步整流管，其電壓電流近似呈線性關(guān)系，損耗降低得非常明顯，一個周期內(nèi)整流管總的導通損耗近似為：Pfw=m··IO2Rds(on)

D1（10）

（3）倍流整流拓撲SR1、SR2中的電流流通情況與全波整流相似。一個周期內(nèi)整流管總的導通損耗近似為：Pcd=m··IO2Rds(on)

D0.5（11）

三種整流方式整流管的導通損耗（基準值取為m·IO2Rds(on)）與D的對應關(guān)系示于圖7。由圖7可知，D越小，全波整流和倍流整流拓撲中整流管的導通損耗與半波整流相比越小。從損耗角度考慮，當工作在Dmax（全波整流：Dmax=1；倍流整流：Dmax=0.5）附近時，后兩種整流拓撲與半波整流相比，并無多大優(yōu)勢。

3.2磁性元件

（1）濾波電感

①半波整流拓撲電感上電壓頻率與開關(guān)頻率fs相同，滿足規(guī)定紋波要求的電感量[7]為：Lhw=(12)

②中心抽頭全波整流拓撲電感上電壓頻率為

開關(guān)頻率的兩倍，滿足規(guī)定紋波要求的電感量為：Lfw=(13)

圖7三種整流拓撲整流管導通損耗的比較

③倍流整流拓撲雖然獨立電感L1、L2上電壓

的頻率與開關(guān)頻率fs相等，但由前面分析可知，拓撲中存在兩個獨立電感電流的紋波互消作用，而且兩電感合成電流的頻率為開關(guān)頻率fs的兩倍，在D靠近0.5時，紋波互消作用非常顯著，因而可以大大減小所需濾波電感值。滿足規(guī)定紋波要求的電感量為：L1=L2=··(14)可見，在相同條件下為滿足相同的輸出電壓紋波要求，后兩種整流拓撲所需的濾波電感值比前者顯著減小，若半波整流輸出濾波電感為參照值L,則采用全波整流只需·L，采用倍流整流只需·L，從而減輕了輸出濾波電容器的紋波設計壓力，減小了電感尺寸。當然這里給出的公式只能作為粗略的對比，并未考慮實際電容器的ESR和ESL的影響。

（2）變壓器

假定輸出濾波電感很大，可以忽略電感電流紋波，有iL=IO,iL1=iL2=IO/2。①半波整流拓撲在SR1導通的tON時段內(nèi)，負載電流IO流過變壓器副邊繞組，在SR2導通的tOFF時段內(nèi)，變壓器副邊繞組電流為零。變壓器副邊電流有效值近似為：ISEC=IO·。②中心抽頭全波整流拓撲在SR1、SR2分別導通的tON時段內(nèi)，負載電流IO分別流過變壓器副邊中心抽頭繞組中的一只繞組；在SR1、SR2一起導通的tOFF時段內(nèi)，負載電流在兩只整流管上平分，中心抽頭的兩只繞組中，均流過一半的負載電流（IO/2）。變壓器副邊電流有效值近似為：ISEC=IO·（兩個繞組均等于Isec）。③倍流整流拓撲在SR1、SR2分別導通的tON時段內(nèi)，一半的負載電流（假定IL1=IL2=IO/2）流過變壓器副邊繞組；在SR1、SR2一起導通的tOFF時段內(nèi)，負載電流通過兩個電感和兩個整流管形成放電回路，并不流過變壓器副邊繞組（變壓器繞組中只會流過很小的磁化電流，可忽略），也即在tOFF時段內(nèi)，可以認為變壓器副邊繞組電流為零。副邊電流有效值近似為：ISEC=IO·。

圖8給出三種整流方式中變壓器副邊電流有效值（基準值為IO）與D的對應關(guān)系?？梢?，在D相等時，倍流整流與半波整流拓撲變壓器副邊繞組Irms相當。而這兩個拓撲變壓器副邊繞組Irms與全波整流拓撲副邊Irms的大小則與占空比D大小有關(guān)：當D0.33時，前者比后者??；D>0.33時，前者比后者大。要注意的是中心抽頭全波整流副邊為兩只繞組，而其它兩種整流方式只有一只繞組。

特別需要指出的是，倍流整流拓撲這一電路形式特別適合于應用磁集成技術(shù)[8]。一般可采用兩種集成思路：兩只電感集成在一只磁芯上，以及兩只電感和變壓器集成在一只磁芯上。在倍流整流拓撲中，雖然由電感電流交錯合成后的電流紋波較小，但分別流過分立電感L1、L2上的電流紋波卻較大，因此在采用分立電感元件時，對應每只電感的磁通脈動量較大，引起較大的磁芯損耗，影響整機效率；把電感L1、L2集成在一只磁芯上（如EE或EI型），電感繞組分別繞制在兩只外腿上，對應的磁通在中心柱上交疊，可以實現(xiàn)磁通脈動量的互消作用，從而大大減小中心柱的磁芯損耗和磁芯體積。對應的示意圖如圖9所示[9]。

更進一步，可把三個分立磁性元件集成在一只磁芯上[10]，如圖10所示，同時實現(xiàn)了磁芯和繞組的集成，從而大大減小了磁性元件所占的總體積，簡化了布局及封裝設計，與半波、全波整流相比，具有顯著的優(yōu)越性。

3.3大電流繞組連接點及布局設計

考慮到幾種整流電路應用于大電流輸出場合，因此對大電流繞組數(shù)和繞組連接點數(shù)進行了比較。

（1）半波整流拓撲有2只大電流繞組，4個大電流繞組連接點。

（2）全波整流拓撲有3只大電流繞組，5個大電流繞組連接點（假定中心抽頭結(jié)構(gòu)中，副邊兩只繞組的中間連接在繞組內(nèi)部完成）。

（3）倍流整流拓撲有3只大電流繞組，6個大電流連接點；考慮兩電感和變壓器的集成后，只有2只大電流繞組，3個大電流繞組連接點?？梢?，應用磁集成技術(shù)后的倍流整流拓撲與前兩個整流拓撲相比，大電流繞組數(shù)、大電流繞組連接點數(shù)都較少，因此副邊的布局大大簡化，與布局相關(guān)的損耗也得以進一步降低，使得整機封裝設計變得容易。

圖8三種整流拓撲變壓器副邊繞組電流有效值對照圖

圖9兩電感集成

(a)兩電感磁芯集成示意（b）磁通脈動互消作用示意

圖10三個分立磁性元件的集成

3.4同步整流管（低壓功率MOSFET）的驅(qū)動方式及原邊拓撲的考慮

（1）同步整流管的驅(qū)動方式

同步整流管的驅(qū)動方式一般可分為兩類：

——外加控制驅(qū)動（ExternalControl）：通過附加的邏輯控制和驅(qū)動電路，產(chǎn)生出隨主變壓器副邊電壓作相應時序變化的驅(qū)動信號，驅(qū)動同步整流管。這種驅(qū)動方式的驅(qū)動信號電壓幅值恒定，不隨副邊電壓幅值變化，驅(qū)動波形好，但需要一套復雜的控制驅(qū)動電路，增加了成本，也延長了研發(fā)時間。

——自驅(qū)動同步整流(Self－drivenSynchronousRectification)：即從電路中的某一點，直接獲取電壓驅(qū)動信號，驅(qū)動同步整流管，比較常用的是從主變壓器的繞組上直接獲取驅(qū)動電壓。這種驅(qū)動方案簡單、經(jīng)濟、可靠，但驅(qū)動波形質(zhì)量不如外加控制驅(qū)動電路理想[11]。

①半波整流拓撲如圖2所示連接，可以直接從變壓器副邊獲取電壓，驅(qū)動SR工作，這在5V及3.3V等標準電壓輸出的DC/DC變換器中，已經(jīng)得到廣泛的應用。在輸出電壓更低時，可在主變壓器上加繞輔助繞組，獲得幅值足夠驅(qū)動同步整流管的驅(qū)動電壓。

②全波整流拓撲與倍流整流拓撲因為主變壓器副邊電壓存在較長的為零時段（tOFF），如果采用直接從變壓器副邊獲取電壓的自驅(qū)動SR方法，在這些tOFF時段，SR1、SR2均關(guān)斷，電感電流將流過SR1、SR2的體二極管，致使整流部分的功耗增大，失去采用同步整流管的優(yōu)勢。相關(guān)文獻[6]提出一種混合驅(qū)動方式，采用對稱半橋倍流整流拓撲，利用電路的寄生參數(shù)，使得tOFF時段內(nèi)SR1、SR2都能導通，雖然不失為一種思路，但無法保證在所有的負載范圍內(nèi)，對應tOFF時段SR1、SR2都能有效開通，而且SR1、SR2的正確開關(guān)工作受變壓器漏感的影響很大，而在變壓器制造中，很難保證漏感的一致性，因此實用價值并不明顯。對于這種副邊電壓存在較大tOFF時段的拓撲，較多的采用外加控制驅(qū)動，保證了開關(guān)時序的準確性，從而確保了電路工作的可靠性及性能。

（2）原邊拓撲的考慮

①半波整流拓撲原邊拓撲較多的采用正激電路，因而選擇何種磁復位方法非常關(guān)鍵，它將決定主變壓器的工作方式[12]。區(qū)別于其它磁復位方法，采用圖11(a)所示的有源鉗位正激電路可使主變壓器雙向磁化，從而減小主變壓器的體積。

②全波整流拓撲通常與圖11(b)、(c)、(d)對隔離式低壓/大電流輸出DC/DC變換器中幾種副邊整流電路的比較備注：m：作為同步整流管使用的MOSFET并聯(lián)數(shù)目；Rds(on)：MOSFET導通電阻；

＊：根據(jù)不同的復位方法，有些拓撲可以工作在D>0.5，但一般折衷優(yōu)化考慮D0.5；

＊＊：假定所有的副邊繞組均為單匝，括號內(nèi)數(shù)為采用磁集成技術(shù)后的數(shù)量；

＊＊＊：假定全波整流拓撲中，兩個副邊繞組的中間連接在繞組內(nèi)部完成，括號內(nèi)的數(shù)為采用磁集成技術(shù)后的數(shù)量；

圖11幾種原邊拓撲

(a)有源鉗位（b)對稱半橋(c)推挽(d)全橋

＊＊＊＊：副邊應用同步整流的半波整流方式可以與采用不同復位方法的正激拓撲結(jié)合使用，如RCD復位、諧振式復位等。

應的推挽、對稱半橋、全橋拓撲相結(jié)合，從而獲得正負對稱的副邊電壓。

③倍流整流拓撲文獻[13]給出正激拓撲與倍流整流拓撲結(jié)合使用的拓撲形式—正－反激電路，這種電路在原邊主管關(guān)斷，輔管處于通態(tài)時，變壓器作為能量源，磁化電流高達IO/2反映到原邊值（IO代表負載電流），增加了原邊開關(guān)的電流應力和損耗，變壓器設計也相對復雜?；谝陨峡紤]，本篇未對這一拓撲進行對比選擇。

在低壓/大電流輸出場合，推挽、對稱半橋、全橋這些對稱的原邊拓撲，比較適合與倍流整流拓撲結(jié)合使用。

在這三種拓撲中，同等條件下，全橋原邊功率管的電流應力和電壓應力最低；半橋拓撲原邊功率管的電流應力是全橋的兩倍，電壓應力與全橋相等；推挽拓撲原邊功率管的電壓應力是全橋的兩倍（推挽常因存在漏感問題，使得實際電壓應力高于兩倍輸入電壓），電流應力與全橋相等。所以可以推知：今后低壓/大電流輸出DC/DC變換器，對于12V和48V的推薦總線電壓，推挽拓撲更適合于12V總線輸入；而半橋更適合于48V總線輸入；全橋拓撲兼有功率管電流應力低和電壓應力低的優(yōu)點，但全橋拓撲器件數(shù)量相對較多，因而從器件數(shù)和整體的簡單性這一角度出發(fā)，全橋并非最好的選擇。但隨著高頻化的發(fā)展趨勢，為提高變換效率，必然要求實現(xiàn)原邊功率管的軟開關(guān)，而全橋移相PWMDC/DC變換器則很容易實現(xiàn)主管ZVS的要求，因此在高頻、低壓/大電流輸出DC/DC變換器中，全橋拓撲仍不失為較好的選擇。

以上對三種整流電路進行了詳細的比較，這里把相關(guān)內(nèi)容作一小結(jié)，如表1所列。

4結(jié)語

本文針對隔離式低壓/大電流輸出DC/DC變換器的應用場合，對副邊半波整流、全波整流、倍流整流三種整流方式進行了詳盡的分析比較，指出各自的優(yōu)缺點和應用指導，并得出結(jié)論：結(jié)合磁集成技術(shù)和同步整流技術(shù)的倍流整流拓撲，特別適用于隔離式低