單相PFC變換器中電流型控制的發(fā)展

關鍵詞：單相功率因數(shù)校正變換器；電流型控制；雙環(huán)控制

1引言

電流型控制與傳統(tǒng)的電壓型控制相比有很多優(yōu)點，即：響應速度更快、有效的過載和短路保護、可并聯(lián)性以及具有輸入電壓擾動前饋補償。但是,電流控制型開關變換器也有缺點：因需要雙環(huán)控制，這就增加了電路設計和分析的難度；因電流上升率不夠大，在無斜波補償且占空比大于50％時，控制環(huán)變得不穩(wěn)定，抗干擾性能差；因控制信號來自輸出電流，功率級電路的諧振會給控制環(huán)帶來噪聲。因而人們不斷地尋求解決這些問題的辦法，并由此推動了電流型控制的發(fā)展。

很多電路拓撲適用于單相AC/DC變換器的功率因數(shù)校正（PFC），包括工作在連續(xù)電流模式（CCM）下的Buck、Boost、Flyback、Cuk、及Sepic變換器以及工作在不連續(xù)電流模式（DCM）下的Boost和Flyback變換器。在DCM中，峰值電感電流的包絡線自動跟隨整流進線電壓波形，因此不需控制輸入電流也能達到單位功率因數(shù)及低電流諧波。然而高的電流應力限制了這種工作模型只適合低功率應用。對于中高功率，用帶電流控制環(huán)的恒頻CCM輸入電流整形更為廣泛。為了減少控制環(huán)的復雜性，又出現(xiàn)了單周期控制及其無電流傳感器控制等。

2峰值電流型控制

2.1雙基準開關控制技術(shù)

雙基準開關控制技術(shù)也稱變頻峰值電流控制技術(shù)，其原理圖如圖1所示。工作原理為:輸出電壓與電壓基準比較后,作為電流基準再與電流采樣信號比較,然后控制開關管的通斷,達到提高功率因數(shù)的目的。

該技術(shù)的缺點是：開關頻率受負載影響較大，輸

圖1雙基準開關控制的Boost電路原理圖

圖2定頻峰值電流控制的Boost電路原理圖

出濾波器優(yōu)化設計困難。

2.2定頻峰值電流控制技術(shù)

定頻峰值電流控制原理圖如圖2所示。工作過程為：當電感電流達到電流基準以前，開關一直處于導通狀態(tài)。電流基準為全波整流電壓的取樣值與參考電壓的誤差經(jīng)放大器放大后的輸出。一旦電感電流達到電流基準，比較器輸出關斷信號，使開關截止。以后定頻時鐘再次接通開關，重復上述過程。當交流電網(wǎng)電壓從零變至最小值時，占空比也由最大值（通常為0.95）變至最小值（峰值電壓附近），因此可能產(chǎn)生諧波振蕩現(xiàn)象。為克服這一缺點，在比較器的輸入端應加入斜波補償函數(shù)。定頻峰值電流模式（PCM）技術(shù)克服了變頻峰值電流控制技術(shù)的缺點，但在電網(wǎng)電壓零點附近輸入電流波形失真較大。

3平均電流型控制

平均電流控制原理圖如圖3所示。由整流橋輸出電壓Udc的檢測信號和電壓誤差放大器輸出信號的乘積產(chǎn)生基準電流信號，此基準電流信號與電感電流采樣信號經(jīng)電流誤差放大器比較放大后輸出，然后與鋸齒波比較后，給開關管輸出PWM信號。

峰值和平均電流型控制[1]是單相PFC中應用最頻繁的兩種電流控制方法。這兩種方法的實現(xiàn)都需要一個乘法器為電流控制環(huán)產(chǎn)生半波正弦參考信號[3]。兩個相乘的信號是整流半波線電壓和串級輸出電壓補償器的輸出。兩種方法中，因為平均電流控制以其不需斜波補償就有較好的噪聲免疫力，較低的電流THD以及穩(wěn)定工作而更具吸引力。但當這兩種方法需要控制開關電流而不是電感電流的Buck型拓撲中就有很多缺陷了。

4非線性載波控制

非線性載波控制(NLC)不需取樣線電壓而用內(nèi)部電路作乘法器，即負載發(fā)生器為電流控制環(huán)產(chǎn)生時變參考信號。非線性載波控制通過控制二極管電流iD或者電感電流iL或開關電流is以產(chǎn)生電流的積分電壓信號與周期載波比較。這種控制方法要求工作于連續(xù)電流模式，可用于所有工作在CCM下的二階變換器如Flyback、Cuk、Sepic等。其調(diào)制方法通常用脈沖后沿調(diào)制或脈沖前沿調(diào)制。

4.1脈沖后沿調(diào)制

脈沖后沿調(diào)制原理圖如圖4所示。傳統(tǒng)的脈沖后沿調(diào)制方法中，開關通過時鐘信號在固定的時刻瞬間導通，導通時間可控。因為二極管電流的平均值直到一個開關周期結(jié)束后才能求得，所以不能用來控制開關的關斷。

4.2脈沖前沿調(diào)制

脈沖前沿調(diào)制原理圖如圖5所示。針對后沿調(diào)制

圖4脈沖后沿調(diào)制NLC的Boost電路原理圖

圖3平均電流型控制的Boost電路原理圖

單相PFC變換器中電流型控制的發(fā)展

圖5脈沖前沿調(diào)制NLC的Boost電路原理圖

圖6輸入電流整形技術(shù)的Boost電路原理

圖7電荷控制框圖圖8電荷控制的Buck電路原理圖

圖9準電荷控制框圖圖10準電荷控制的Flyback

電路原理圖

的不足，文獻[4]中提出了一種可行的解決方法即脈沖前沿調(diào)制。其通過保持平均值并用它來決定下一周期的導通時間。然而這將引進一個開關周期的延遲給控制環(huán)并增加了控制電路的復雜性。 5輸入電流整形技術(shù)

輸入電流整形原理圖如圖6所示。輸入電流整形是以前沿調(diào)制為基礎，通過取樣輸出電壓和二極管電流而實現(xiàn)PFC。與前幾種方法的主要區(qū)別是：這種方法不需要產(chǎn)生載波。傳統(tǒng)的平均電流控制中，電流環(huán)產(chǎn)生整流正弦波形作為控制信號，此控制信號與周期斜波信號相比較以產(chǎn)生期望的占空比。然而，輸入電流整形技術(shù)是先假定變換器為電阻性負載，因此輸入線電流跟隨輸入電壓波形。知道電流信號為整流正弦波形，則增益為電流A倍的電壓信號與斜波(反饋信號與參考信號差值的積分)相比較。因此，這種控制方法類似于傳統(tǒng)平均電流控制的逆過程。

6電荷控制

電荷控制框圖如圖7所示。在第一開關周期的開始處,用定頻時鐘開通功率級的有源開關,對開關電流取樣和積分,當積分電容上的電壓達到控制電壓時,關閉功率開關,同時開通另一輔助開關,使積分電容迅速放電,這一狀態(tài)一直維持到出現(xiàn)下一個時鐘脈沖為止。由于控制信號實際上為開關電流在下一個周期內(nèi)的總電荷,因此稱為電荷控制。圖8為電荷控制的Buck電路原理圖。

7準電荷控制

準電荷控制與電荷控制不同的是利用了附加電阻RT與積分電容CT并聯(lián)如圖9所示。由于RT的存在，準電荷控制中的開關電流的紋波成分會影響電容端的電壓，但提高了控制精確度。圖10為準電荷控制的Flyback電路原理圖。

圖11單周期控制的Buck電路原理圖

圖12無傳感器的電流控制的Boost電路原理圖

8單周期控制單周期控制原理圖如圖11所示。單周期控制是一種大信號非線性控制技術(shù)。通過控制開關的占空比以使在每周中開關變換器的開關變量的平均值在靜態(tài)或瞬態(tài)時等于參考信號或與控制參考成比例。電路基本原理是：在忽略電感內(nèi)阻的情況下，系統(tǒng)穩(wěn)定是使輸出電壓滿足u0=uddt，電路采用積分器完成，積分器輸出電壓與參考電壓uref比較，控制開關S1使uref=uddt在每個開關周期內(nèi)成立，輸出與輸入電壓的變化無關。單周期控制是一種實用的非線性控制，它可以抑制輸入電壓的擾動，使系統(tǒng)具有良好的跟隨特性和較強的抗擾動性。但它不能應用于Boost類變換器中。

9無傳感器的電流控制無需傳感器的電流型控制（SCM）是一種觀測方法。這種方法不需取樣電流而是通過對電感電壓積分直接重構(gòu)電感電流，其原理圖如圖12所示。Us代表有源開關導通時的正向壓降?？紤]到實際變換器中電容電壓UC不是真正作為靜態(tài)變量，它應與特定的參考值匹配。在直流情況下，參考值Uref可用于代替UC。因此考慮電感電壓UL時，電感電壓積分（Uin－S1Us－S2Uref）dt表示流量誤差必須為零?；陔娏骺刂频那‘?shù)目刂坡墒窃陂_關周期開始時設置鎖存器使開關導通，然后積分開始計算。當其值增加到一個值（由外部穩(wěn)定斜波Uref給出或為零電平），鎖存器重置，開關關斷。SCM比傳統(tǒng)的峰值和平均電流型控制技術(shù)在噪聲敏感和動態(tài)范圍上有顯著的優(yōu)勢。這種方法支持線性調(diào)整和負載寬范圍調(diào)整并減少了控制的復雜性。其主要優(yōu)點是：

1）電感電壓屬于大信號波形，橫越變換器的輸入輸出電壓的全范圍。與1％的單位電阻傳感器相比，信號大概高達40dB。

2）因為取樣是基于電壓而不是電流，所以信號的幅值與直流電流的幅值和負載無關。 3）積分過程本身抗噪聲能力強。因此SCM方法固有抗噪聲能力而無時間延遲。

SCM的缺點是電流信號實際上不是交流信號。這一缺點影響了對過流情況反映的能力以及電流分流能力。

10結(jié)語

各種控制方法都有其優(yōu)缺點，針對不同的拓撲以及不同的設計要求而選用最佳的控制方法。尋求更加簡化的控制策略、降低PFC成本、減少THD和EMI、降低開關應力、提高整機效率是今后PFC控制策略的發(fā)展趨勢。

參考文獻

[1]C.Zhou,M.M.Jovanovic.Designtrade?offsincontinuous

current?modecontrolledboostpower?factorcorrectioncircuits[J].ConferenceProceedingsofHFPC'92,：209－220.

[2]J.B.Williams.Designoffeedbackloopinunitypowerfactor

ACtoDCconverter[J].Rec.ofPESC'89,959－967.

[3]WeiTang.ChargeControl:Modeling,Analysis,andDesign

[J],IEEETrans.OnPE.1993,8(4).

[4]PallabMidya.SensorlessCurrentModeControl—An

Observer?BasedTechniqueforDC－DCConverters[J],IEEETrans.OnPE.2001,16(4)