利用超低電流、脈沖頻率調制(PFM) DC-DC轉換器降低
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摘要：本文介紹如何降低隔離型DC-DC電源的電流損耗以及如何提高這些電源在空載條件下的性能。針對當前對“綠色”環(huán)保設計創(chuàng)新方案的迫切需求，本文著重討論如何延長電池供電設備以及非連續(xù)傳輸通信設備中的電池使用壽命。
目前，許多工業(yè)系統(tǒng)采用電池供電的傳感器和轉發(fā)器，從而省去了鋪設電纜的昂貴花費，并可降低整體系統(tǒng)的功耗。這些工業(yè)系統(tǒng)通常都具有工作模式和待機模式。工作模式下，傳感器將數據傳送到轉發(fā)器(一種無線調制解調器)，由轉發(fā)器將數據發(fā)送給主機。待機模式下，轉發(fā)器和傳感器將在一段固定時間或可變時間段內處于休眠模式。這種反復的啟動-停止操作被稱為非連續(xù)工作模式，有助于延長設備的電池使用壽命。
對于類似于澆水系統(tǒng)的應用，使用GSM無線模塊傳輸傳感器數據，如果需要頻繁更換GSM無線模塊的供電電池，例如，幾個星期甚至幾天更換一次，系統(tǒng)的維護成本將非常高。由于這類系統(tǒng)在大多數時間處于待機或休眠模式，降低空閑狀態(tài)下的功耗對于延長電池的使用壽命非常重要。因此，空載下的電流損耗成為這類系統(tǒng)設計的關鍵，出于安全考慮，電氣隔離對于此類設計也非常重要。
考慮到上述因素，設計人員必須重視DC-DC轉換器設計，確?？蛰d條件下消耗盡可能低的電流。任何DC-DC轉換器，即使在待機模式下，也會消耗較大電流。例如，一款商用化的電源模塊(Recom? R-78A3.3-1OR)，空載模式下的電流損耗達到7mA。當然，慎重選擇電源拓撲，通過認真仔細的設計，能夠使隔離型DC-DC轉換器模塊的空載電流保持在1mA以內。
30倍電流損耗對減少電池更換次數的影響非常顯著。例如，即使系統(tǒng)電池為可充電電池，較大的電源電流損耗也會導致額外的充電次數，而頻繁充電將使電池過早報廢，最終被送到廢物處理廠。同樣，如果設備采用一次性電池，較大的待機電流也會導致電池快速放電，使其過早進入廢物處理廠。
通過幾種途徑可以應對這一設計挑戰(zhàn)，本文著重討論了脈沖頻率調制(PFM)架構的解決方案，能夠使設備在工作和待機狀態(tài)下的功耗比達到1700:1。
系統(tǒng)特征
功耗與時間之間的典型特征類似于圖1。圖中，負載電流在工作或充電期間達到峰值，設備處于空閑狀態(tài)時負載電流則降至較低水平。為了減少電池放電，延長電池壽命和待機時間，必須將空閑電流IZ降至最小。所以，沒有連接負載時，隔離型DC-DC轉換器應具有超低電流，并在輸入和輸出之間具有較高的隔離度。理想情況下，轉換器還應具有高轉換效率且占用極小的空間。
圖1. 非連續(xù)傳輸通信設備在工作和待機狀態(tài)下的特征
表1列出了典型的商用DC-DC轉換器在輸入電壓為12V、沒有連接負載情況下的輸入電流，為7mA至40mA。這些轉換器一般采用脈寬調制(PWM)控制器，然而，PWM控制器往往帶有一個有源振蕩器，即使DC-DC轉換器的輸出沒有負載，振蕩器也要持續(xù)消耗電池電流。
表1. 商用DC-DC轉換器的特性
| Manufacturer | Model | VIN (V) | VOUT (V) | IOUT (A) | IIN (IOUT = 0, mA) | η (%) | Isolation |
| Traco? POWER | TEN 5-1210 | 12 | 3.3 | 1.2 | 20 | 77 |  |
| XP Power | JCA0412S03 | 12 | 3.3 | 1.2 | 38 | 83 | |
| RECOM International Power | RW-123.3S | 12 | 3.3 | 0.7 | 21 | 65 | |
| CD Technologies? | HL02R12S05 | 12 | 5 | 0.4 | 40 | 60 | |
| Bourns? Inc. | MX3A-12SA | 12 | 3.3 | 3.0 | 11 | 93 | |
| RECOM International Power | R-78A3.3-1 | 12 | 3.3 | 1.0 | 7 | 81 |
PFM控制器拓撲
另一方法是采用具有脈沖頻率調制(PFM)控制器的DC-DC轉換器1。PFM控制器采用兩個單穩(wěn)態(tài)電路，只有當負載從DC-DC轉換器的輸出消耗電流時才工作。PFM基于兩個開關時間(最大導通時間和最小關閉時間)和兩個控制環(huán)路(穩(wěn)壓環(huán)路和最大峰值電流、關閉時間環(huán)路)。
PFM的特點是控制脈沖的頻率可變。控制器中的兩個單穩(wěn)態(tài)電路確定了TON (最大導通時間)和TOFF (最小關閉時間)。TON單穩(wěn)態(tài)電路觸發(fā)第二個單穩(wěn)態(tài)電路TOFF。只要電壓環(huán)路的比較器檢測到VOUT跌落到穩(wěn)壓范圍以下，將觸發(fā)TON單穩(wěn)態(tài)電路。導通脈沖的最大值固定，如果峰值電流環(huán)路檢測到達到電感電流門限的數值，則可縮短該脈沖時間。
PFM控制器的靜態(tài)電流損耗受限于基準偏置電壓和誤差比較器的電流(幾十μA)。相比之下，PWM控制器的內部振蕩器則必須連續(xù)工作，電流損耗達到幾個毫安。本文介紹的方案在采用PFM控制器拓撲時，12V電源供電下的電流損耗小于1mA。
現場應用系統(tǒng)，例如：澆水系統(tǒng)，往往用于惡劣環(huán)境，所以這些系統(tǒng)的DC-DC轉換器要求電氣隔離。變壓器可提供隔離，但須保證在不影響隔離的情況下，將電壓基準從副邊反饋至原邊。解決這一問題的常見方法是采用輔助繞組或光電耦合器。
電源拓撲屬于降壓結構。本例中所使用電池組的標稱電壓為12V，而系統(tǒng)內部電路的工作電壓為3.6V標稱電壓。圖2所示為DC-DC開關電源的示意圖，表2列出了材料清單和相應的元件值?？刂骗h(huán)路調節(jié)電壓時，光電耦合器需要一個恒定電流流過變壓器原邊的LED。電流下限由光電耦合器在低端偏置電流的CTR (10mA時為63%，1mA時為22%)和響應時間的減小(20mA時為2μs，5mA時為6.6μs)決定。
圖2. 隔離型PFM反激DC-DC轉換器原理圖
表2. PFM反激型DC-DC轉換器的材料清單
| Reference | Values | Description | Manufacturer |
| C2 | 470μF 25V | CEL 470μF, 25V, +105°C, 10mm x 10mm SMD | UUD1E471MNL1GS (Nichicon?) |
| C10 | 180pF | CS 180p C COG, 50V 0603/1 | GRM39 COG 181 J 50 PT (Murata?) |
| C1, C4, C7 | 100nF 16V | #CSMD 100nF K X7R 16V 0603/1 | GRM39X7R104K16PT (Murata) |
| C5, C8 | 100μF 16V 0.1Ω | CEL TAN 100μF ±20% E 16V 0.1Ω | T495D107K016ATE100 (Kemet?) |
| C6 | 100pF | CS 100p C COG 50V 0603/1 | GRM39 COG 101 J 50 PT (Murata) |
| C3 | 1nF 50V | #CS 1n M X7R 50V 0603/1 | GRM39 COG 271 J 50 PT (Murata) |
| C9 | 150pF | CS 150p C COG 50V 0603/1 | GRM39 COG 151 J 50 PT (Mutata) |
| D1 | MBRS230LT3G | D Schottky 2A, 30V SMB | MBRS230LT3G (ON Semiconductor?) |
| D2 | MBRA160T3G | D Schottky 1A, 60V SMA | MBRA160T3G (ON Semiconductor) |
| L1 | 22μH 1.2A 0.19Ω | L SMD 22μH, 1.2A, 0.19Ω | SRR0604-220ML (Bourns?) |
| M1 | IRFR120 | Q IRFR120 DPAK 8.4A, 100V, 0.270Ω, NMOS | IRFR120 (Int.Rectifier.) |
| R1, R6 | 680Ω | RS 680R J 1/16W 0603/1 | RK73B 1J T TD 680 J (KOA Speer?) |
| R9, R2 | 100kΩ | #RS 100K F 1/16W 0603/1 | RK73H 1J T TD 1003 F (KOA Speer?) |
| R3 | 10Ω | #RS 10R J 1/16W 0603/1 | RK73B 1J T TD 100 J (KOA Speer) |
| R4 | 4.7kΩ | #RS 4K7 J 1/16W 0603/1 | RK73H 1J T TD 4701 J (KOA Speer) |
| R5 | 390kΩ | #RS 390K F 1/16W 0603/1 | RK73H 1J T TD 3903 F (KOA Speer) |
| R7 | 0.047Ω | RS R047 J 1206 /1 | SR73 2B T TD R047 J (KOA Speer) |
| R10 | 270kΩ | RS 270K F 0603 /1 | RK73H 1J T TD 2703 F (KOA Speer) |
| R11 | 820kΩ | RS 820K F 0603 /1 | RK73H 1J T TD 8203 F (KOA Speer) |
| R8 | 100Ω | #R SMD 100R -J 1206/1 | RK73B 2B T TD 101 J (KOA Speer) |
| T1 | EP10 3F3 | T SMD EP10 3F3 NUCTOR | CSHS-EP10-1S-8P-T? (Ferroxcube?-Nuctor) |
| U1 | MAX1771 | DC-DC controller | Maxim Integrated Products |
| U2 | TLV431A | U TLV431A V.REF 1.25V SOT23-5 | TLV431ACDBVR (Texas Instruments?) |
| U3 | SFH6106-2 | #U SFH6106-2 OPTO 63-125%, 5.3kV SMD-4 | SFH6106-2 (Vishay?) |
輸出分壓器(由電阻R5和R11組成)的電流損耗固定為7μA。因此，基準輸入所需要的0.5μA電流以及溫漂不會明顯影響輸出電壓。此外，較低的輸入電容使得分壓器輸出端測得的電壓不會受相關延遲的影響。后一因素不再需要利用電容分壓器來降低精密基準的輸入電容。光電耦合器中，光電晶體管吸收60μA (|IFB| 60nA)的電流，該電流轉換成小于230μA (CTR ~26%)的LED電流。
完全控制
構建PFM控制器時，可采用MAX1771 BiCMOS升壓型開關電源控制器(U1)提供所需的時序。MAX1771相對于之前的跳脈沖方案具有很大改善：開關頻率達300kHz，減小了所需電感的尺寸；限流型PFM控制方式在很寬的負載電流范圍內保證高達90%的效率；最大電源電流僅為110μA。除了這些優(yōu)勢外，MAX1771在非隔離應用中的主要優(yōu)勢有：在30mA至2A的負載電流范圍內，效率可達90%；最大輸出功率為24W；輸入電壓范圍為2V至16.5V。
電壓控制環(huán)路的電阻應盡可能選擇最大值。這一方案可平衡電流損耗和環(huán)路穩(wěn)定性指標，所以，通過分壓電阻的電流應小于7μA。由于濾波電容并非理想電容，該電流應該包括電容的漏電流。該設計中，C5和C8濾波電容的漏電流小于20μA。如果要求更低的漏電流，可以將這些電容換成具有以下規(guī)格的陶瓷電容：100μF、6.3V、X5R，尺寸為1206 (Kemet C1206C107M9PAC)。使用陶瓷電容可將電容漏電流降至幾個微安以內。值得注意的是，陶瓷電容的價格是鉭電容的3倍，因此提高了系統(tǒng)的成本。
圖3所示PFM DC-DC轉換器的原型電路僅消耗0.24mA的靜態(tài)電流。電路板尺寸小于50mm x 30mm，輸入電壓范圍為10V至15V (標稱值為12V)時，可提供3.6W的輸出功率，工作于300kHz開關頻率。提供穩(wěn)定的3.6V輸出電壓時，該轉換器可支持最大1A的連續(xù)負載電流。該轉換器采用反激結構(降壓)，帶有電壓和電流反饋控制，實現了轉換器輸出與輸入之間的電氣隔離。
詳細圖片(PDF, 4.59MB)
圖3. 適合無線應用的DC-DC PFM轉換器原型電路，頂視圖。
該原型電路適合各種非連續(xù)數據傳輸的無線應用。模塊的峰值電流達到3A，最大平均電流為1A。為降低電流峰值并避免影響無線通信時的性能，采用了參考文獻1和3中介紹的技術。此外，原則上建議設計人員采用具有低等效串聯(lián)電阻的大電容。
評估設計性能
為驗證電源性能，我們測量了以下參數：輸入電壓VIN、輸入電流IIN、標稱輸出電壓VOUT、負載電流損耗IOUT和電源效率。表3和表4所示為測量結果，包括共模輸入濾波器的損耗和保護電路的損耗。另外，值得注意的是，電源在低功率下的效率低于較重負載下的效率。負載較重時，電源通常采用同步整流，這有助于降低設備的工作損耗。
表3. 空載狀態(tài)下，不同輸入電壓時的電流損耗
| VIN (V) | IIN (mA) | VOUT (V) | IOUT (A) |
| 10.0 | 0.244 | 3.615 | 0 |
| 12.0 | 0.239 | 3.615 | 0 |
| 15.0 | 0.227 | 3.615 | 0 |
采用PFM控制方案的電源電流損耗已經降至0.24mA。然而，由于所選元件值的原因，控制環(huán)路可能會在某些特定負載條件下發(fā)生振蕩。為防止自激，設計人員必須考慮生產環(huán)境下元件的各種容差。所以，必須仔細選擇環(huán)路電阻和電容值。
表4提供了電源在不同負載條件下的輸入和輸出參數，標稱條件及標稱負載范圍內可以獲得最佳效率。
表4. 標稱電壓下，不同負載時的效率
| VIN (V) | IIN (mA) | VOUT (V) | IOUT (A) | Efficiency (%) |
| 12.0 | 0.24 | 3.615 | 0 | 0 |
| 12.0 | 61 | 3.615 | 0.14 | 69.14 |
| 12.0 | 83 | 3.615 | 0.2 | 72.59 |
| 12.0 | 121 | 3.615 | 0.3 | 74.69 |
| 12.0 | 160 | 3.615 | 0.4 | 75.31 |
| 12.0 | 200 | 3.615 | 0.5 | 75.31 |
| 12.0 | 240 | 3.615 | 0.6 | 75.31 |
| 12.0 | 281 | 3.615 | 0.7 | 75.04 |
| 12.0 | 323 | 3.615 | 0.8 | 74.61 |
| 12.0 | 367 | 3.615 | 0.9 | 73.88 |
| 12.0 | 411 | 3.615 | 1 | 73.30 |
以3.6V輸出為參考，無線設備在待機模式下的電流損耗小于140μA，與電源空載條件下0.24mA的輸入電流損耗相比，這一電流可忽略不計，所以DC-DC轉換器的空載效率用零表示(圖4)。
圖4. 電源在標稱輸入電壓(12V)、不同負載條件下的效率
圖5a. 空載時的輸出電壓和控制電壓(10ms/div，CH1：1V/div，CH2：5V/div)
圖5b. 0.1A負載時的輸出電壓和控制電壓(20ms/div，CH1：1V/div，CH2：5V/div)
圖5c. 0.5A負載時的輸出電壓和控制電壓(20ms/div，CH1：1V/div，CH2：5V/div)
圖5a、圖5b、圖5c和圖5d中所示波形為不同負載條件下的輸出電壓和控制電壓。隨著負載增大，開關器件的柵極控制脈沖頻率提高。轉換器的原型電路測試給出了空載、100mA、500mA和1A電流負載下的信號。示波器測試結果形象說明了PFM控制電路的工作。弱信號在示波器上放大了5倍，以便更加清晰。X軸表示時間，Y軸表示電壓。
圖5d. 1A負載時的輸出電壓和控制電壓(20ms/div，CH1：1V/div，CH2：5V/div)
總結
根據初步的行業(yè)調查，空載條件下具有低功耗的商用化隔離型DC-DC轉換器通常具有大約20mA的最小電流損耗。因此，如果設計人員采用PFM方案，可以輕松實現低IQ、低電流損耗的隔離電源。本文所介紹的電源在空載條件下電流損耗只有0.24mA。
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