基于DSP芯片TMS320LF2407A的超聲電源系統(tǒng)的控制

　　1 主電路拓?fù)浞治?/P>

　　超聲電源的主電路采用全橋逆變拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，如圖1所示。其中：Z1～Z4為功率主開關(guān)管;D1～D4為Z1～Z4內(nèi)部反并聯(lián)寄生二極管;C1～C4為外接并聯(lián)電容或者功率管的寄生電容;T為高頻脈沖變壓器;L0為串聯(lián)調(diào)諧匹配電感;PZT為超聲換能器。

　　逆變器部分利用功率管寄生電容和并聯(lián)電容，以及變壓器的漏感實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)零電壓移相控制(ZVS-PSP-WM)的方式。零電壓開關(guān)是依靠功率開關(guān)管反并聯(lián)二極管的導(dǎo)通實(shí)現(xiàn)功率器件零電壓開通;通過功率諧振電容的充電過程來實(shí)現(xiàn)功率器件的零電壓關(guān)斷。

　　在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，移相控制有12種開關(guān)模塊，在分析之前，做出如下假設(shè)：

　　(1)電路中所有的開關(guān)器件Z1～Z4和與其反并聯(lián)二極管D1～D4均為理想開關(guān)器件;

　　(2)所有的電感、電容為理想元件且不考慮線路的雜散電感值;

　　(3)不考慮死區(qū)加入對逆變器工作的影響;

　　(4)逆變器的輸入電壓為恒定電壓源。

　　移相控制逆變器的4個(gè)開關(guān)管驅(qū)動(dòng)波形如圖2所示。逆變器每個(gè)橋臂的2個(gè)功率管成180°互補(bǔ)導(dǎo)通，2個(gè)橋臂的導(dǎo)通角相差1個(gè)相位，即移相角。Z1，Z2為定相臂，Z3，Z4為移相臂。其中Z1和Z2分別先于Z3和Z4導(dǎo)通，移相角為φ，調(diào)節(jié)φ大小即可改變逆變器的輸出電壓，從而調(diào)節(jié)輸出的正弦波電流幅值，使得輸出功率可以調(diào)節(jié)。

　　逆變器的工作過程中，功率開關(guān)管的導(dǎo)通和關(guān)斷時(shí)間恒定。同一橋臂的兩個(gè)開關(guān)管導(dǎo)通和關(guān)斷，需要一定的延時(shí)時(shí)間，防止上下橋臂直通，保證開關(guān)管的安全。

　　2 控制策略

　　下面對主電路控制策略的工作過程進(jìn)行作進(jìn)一步分析，逆變器在工作過程中，功率開關(guān)管的導(dǎo)通和關(guān)斷時(shí)間恒定。導(dǎo)通順序?yàn)閆1→Z4→ Z2→Z3，同一橋臂2個(gè)開關(guān)管的導(dǎo)通和關(guān)斷，需要一定延時(shí)時(shí)間，防止上下橋臂直通，保證開關(guān)管的安全。

　　PS-PWM功率控制的逆變電路在1個(gè)周期內(nèi)的主要有以下幾種工作模態(tài)，如圖3所示。

　　(1)工作模式1[t0時(shí)刻](見圖3(a))：在t0時(shí)刻，Z1和Z4同時(shí)導(dǎo)通，電流i的流向：Z1→R→L→C→Z4。

　　(2)工作模式2[t0，t1](見圖3(b))：在t0時(shí)刻關(guān)斷Z1，電流i給C1充電，C3的電荷被抽走。C1的電壓從零開始線性上升，C3的電壓從E開始線性下降，Z1是ZVS關(guān)斷。

　　(3)工作模式3[t，t2](見圖3(c))：t1時(shí)刻，C3的電壓下降到零，D3自然開通，將Z3箝位在零，此時(shí)開通Z3，Z3是ZVS開通，此時(shí)Z3中沒有電流流過。

　　(4)工作模式4[t，t3](見圖3(d))：在t2時(shí)刻關(guān)斷Z4，電流i抽走C2的電荷，同時(shí)給C4充電。Z4的電壓從零開始上升，Z4是ZVS關(guān)斷。t3時(shí)刻，C4上的電壓上升到E，即C2上電荷量為零時(shí)，D2自然導(dǎo)通。

　　(5)工作模式5[t3，t4](見圖3(e))：t3時(shí)刻，D2導(dǎo)通，將Z2箝位在零，此時(shí)Z2開通，因此Z2是ZVS開通。雖然Z2開通，但沒有電流流過。t4時(shí)刻，D2，D3自然關(guān)斷，Z2和Z3中將流過電流。

　　(6)工作模式6[t4，t5](見圖3(f))：在t4時(shí)刻，電流由正方向過零，并向負(fù)方向增加，電流i的流向：Z2→C→L→R→Z3。到t5時(shí)刻，Z3關(guān)斷，逆變器開始另一半周期的工作，工作情況類似上述半個(gè)周期。

　　3 軟件設(shè)計(jì)

　　在此結(jié)合高性能DSP數(shù)字芯片設(shè)計(jì)了一種新穎的超聲波電源控制系統(tǒng)，其整個(gè)系統(tǒng)硬件設(shè)計(jì)框圖如圖4所示。DSP采用TMS320LF2407A，外擴(kuò)FLASH采用CY7C1021V33-122芯片，PWM為脈沖輸出，分別由PWMl，PWM2，PWM3，PWM4引出，并經(jīng)過集成驅(qū)動(dòng)隔離送至IGBT，控制其導(dǎo)通與關(guān)閉。Iset為給定電路，Io，Id，Udt分別為負(fù)載電流、逆變器的直流輸入電流和電壓，將這3路信號分別送至各自的調(diào)理電路，經(jīng)過調(diào)理送入DSP的A/D接口。如遇到外部故障，如過熱等，向DSP發(fā)出中斷請求，實(shí)施保護(hù)。

　　在此采用TMS320LF2407A來實(shí)現(xiàn)PS-PWM算法，利用其EV產(chǎn)生PWM控制信號。功率控制程序的作用是通過將從負(fù)載處檢測到的電流值與功率設(shè)定量相比較，其差值通過數(shù)字PI控制算法進(jìn)行處理，進(jìn)而得到所需要調(diào)整的移相角度θ值，結(jié)果返回主程序影響比較單元1(CMPRl)的設(shè)定值。PS-PWM功率控制算法如圖5所示。

　　為了保證超聲電源正常工作，除設(shè)計(jì)各種故障的硬件保護(hù)電路，同時(shí)采用軟件保護(hù)。保護(hù)由硬件、軟件共同實(shí)現(xiàn)，保證系統(tǒng)可靠運(yùn)行。軟件保護(hù)是通過對檢測出的信號進(jìn)行濾波采樣后與DSP中斷級別最高的XINT2相連接，當(dāng)故障發(fā)生時(shí)，進(jìn)入軟件中斷程序，封鎖所有PWM脈沖輸出，實(shí)現(xiàn)保護(hù)效果。中斷保護(hù)程序流程如圖6所示。

　　4 仿真及實(shí)驗(yàn)結(jié)果

　　基于以上理論分析及系統(tǒng)的硬件與軟件設(shè)計(jì)，用PSpice軟件對移相功率控制超聲電源進(jìn)行仿真。如圖7、圖8所示。

　　選取的超聲換能器型號是DH-6160F-15S-3，其諧振頻率為25 kHz，諧振阻抗為15Ω，靜態(tài)電容為27000 pF，通過計(jì)算，其匹配電感為O.75 mH。圖7、圖8分別給出移相角分別為φ=0°，φ=45°時(shí)的輸出電壓u和輸出電流i仿真波形。由仿真波形比較分析，當(dāng)移相角φ逐漸增大，其輸出電壓脈寬逐漸減小，電流幅度逐漸減小，可見調(diào)節(jié)φ的大小即可以實(shí)現(xiàn)輸出功率的調(diào)節(jié)。另外，功率管工作在ZVS軟開關(guān)狀態(tài)，降低了開關(guān)損耗和電壓電流應(yīng)力，逆變器始終工作在負(fù)載諧振狀態(tài)，負(fù)載側(cè)的功率因數(shù)高，控制簡單，提高電源的可靠性。根據(jù)前面的設(shè)計(jì)，對3 kw/30 kHz的超聲波發(fā)生器進(jìn)行實(shí)驗(yàn)，下面給出逆變橋的驅(qū)動(dòng)波形，PS-PWM控制輸出波形，頻率跟蹤實(shí)驗(yàn)波形。圖9為θ=60°時(shí)Z1和Z4的驅(qū)動(dòng)波形，圖10為θ=60°時(shí)輸出電壓和電流波形;圖11為頻率跟蹤后穩(wěn)態(tài)的輸出電壓和電流波形。

　　5 結(jié)語

　　由于傳統(tǒng)開關(guān)管觸發(fā)電路是由硬件實(shí)現(xiàn)脈沖移相控制的，其線路復(fù)雜，元件易老化，輸出波形易發(fā)生不同程度的失真，使觸發(fā)脈沖對稱度受到很大影響。由微處理器構(gòu)成的控制系統(tǒng)，能在滿足精確性的前提下，實(shí)時(shí)、準(zhǔn)確地完成控制任務(wù)，利用軟件實(shí)現(xiàn)移相控制，可以大大改善觸發(fā)脈沖的對稱度，提高信號精度。在此采用DSP來實(shí)現(xiàn)功率的PS-PWM控制，通過改變移相角來實(shí)現(xiàn)較寬范圍內(nèi)的功率調(diào)節(jié)，且功率開關(guān)器件工作在軟開關(guān)狀態(tài)，使得系統(tǒng)效率極大地提高，更具靈活性，運(yùn)行更加可靠。