使用50?實(shí)驗(yàn)室設(shè)備測(cè)試75?電路的

從事有線、陸地或者衛(wèi)星電視應(yīng)用工作的射頻工程師經(jīng)常需要測(cè)量S參數(shù)。使用最小損耗網(wǎng)絡(luò)將傳統(tǒng)的50測(cè)試端口阻抗轉(zhuǎn)換成75設(shè)備，為獲得合理的測(cè)試結(jié)果提供了一種經(jīng)濟(jì)便利的方法。

對(duì)大多數(shù)低于1GHz的實(shí)驗(yàn)室應(yīng)用來說，由1%誤差0402或者類似的電阻構(gòu)建、安裝在PCB板上的最小損耗焊盤提供一種使用50實(shí)驗(yàn)室設(shè)備快速便利地測(cè)試75電路的方法。在大多數(shù)情況下，唯一需要修正的因素便是MLP插入損耗 - 5.7dB加上連接器的額外損耗。通常S參數(shù)的測(cè)試不需要使用復(fù)雜的計(jì)算或者甚至Smith圓圖。

從事有線、陸地或者衛(wèi)星電視應(yīng)用的射頻工程師經(jīng)常需要測(cè)量電路的S參數(shù)。以前工程師使用矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀校驗(yàn)TV調(diào)諧器輸入是否提供他們所希望的回波損耗，將會(huì)面對(duì)這樣的問題：如何使用50 VNA測(cè)試我的75 DUT的S參數(shù)？如果有充足的資金，答案便是建造專門設(shè)計(jì)用于測(cè)試75電路的設(shè)備(75源阻抗和負(fù)載阻抗測(cè)試端口)。否則，使用最小損耗焊盤將傳統(tǒng)的50測(cè)試端口阻抗轉(zhuǎn)換成75 DUT，這為獲得合理的測(cè)試結(jié)果提供了一種經(jīng)濟(jì)便利的解決方法。

當(dāng)IC制造商給出電纜TV LNA的回波損耗(|S11|)時(shí)，這個(gè)測(cè)試結(jié)果是以75作為參考的。也即，如果|S11| = -30dB (反射功率僅為1000分之一，實(shí)際上是相當(dāng)完美的匹配)，當(dāng)用75源阻抗驅(qū)動(dòng)時(shí)，事實(shí)上器件輸出會(huì)允許所有功率傳輸?shù)絃NA上。

當(dāng)使用50源阻抗驅(qū)動(dòng)時(shí)同樣的調(diào)諧器不再獲得良好的回波損耗。將這完美匹配調(diào)諧器輸入直接連接到VNA上，|S11|測(cè)試結(jié)果接近-14dB，現(xiàn)在的反射功率為1/25! 使用同樣50 VNA，我們?cè)趺茨茏C明TV調(diào)諧器輸入性能如我們所說的那樣良好。

因此需要匹配電路。它應(yīng)當(dāng)具有平坦的頻率響應(yīng)和最低的插入損耗。工業(yè)標(biāo)準(zhǔn)的匹配電路是“最小損耗焊盤”(也即“MLP”)。如圖1所示的簡(jiǎn)單電阻網(wǎng)絡(luò)。該網(wǎng)絡(luò)的關(guān)鍵性能便是將75 DUT負(fù)載阻抗轉(zhuǎn)換成50以便儀器測(cè)量，以及將50儀器源阻抗轉(zhuǎn)換成DUT內(nèi)部的75阻抗。這種方法消除了反射，響應(yīng)是平坦的，網(wǎng)絡(luò)的損耗值很容易由DUT測(cè)量值扣除MLP的損耗而得到。大部分測(cè)試設(shè)備制造商都提供“最小損耗焊盤”，在需要的時(shí)候很容易在實(shí)驗(yàn)室平臺(tái)上構(gòu)建這樣的網(wǎng)絡(luò)。

“最小損耗”指在獲得同樣的阻抗變換及可能的電阻網(wǎng)絡(luò)配置的條件下該網(wǎng)絡(luò)提供最低的插入損耗。

圖1. 最小損耗焊盤將75 DUT匹配到50測(cè)試端口。低頻插入損耗5.72dB。頻率響應(yīng)平坦度的上限由元件的品質(zhì)因素決定。

將Z_LOAD轉(zhuǎn)換成Z_LOAD'的數(shù)學(xué)方法很直接，由附錄A給出。推導(dǎo)得到的Z_LOAD'表達(dá)式描述了從測(cè)試端口看過去的(R_SOURCE)的MLP和DUT的級(jí)聯(lián)阻抗。將等式作一下變換，可由Z_LOAD'解得Z_LOAD，這提供消除MLP影響的方法，由Z_LOAD'處的測(cè)試數(shù)據(jù)可得到真正的Z_LOAD值。附錄B給出代數(shù)運(yùn)算可作為參考，在這兒提供以下的結(jié)果：

完整性檢查計(jì)算的合理性。假設(shè)我們通過MLP測(cè)量75電阻的阻抗。VNA會(huì)測(cè)得R_LOAD'=50 (無窮大回波損耗)，我們期望數(shù)學(xué)告訴我們負(fù)載電阻為75的結(jié)果。設(shè)R_LOAD'=50，可得到R1=43.3和R2=86.6，這樣我們得到所期望的Z_LOAD=75。

把這個(gè)簡(jiǎn)單的表達(dá)式分解成實(shí)部和虛部以及使用電子表格計(jì)算會(huì)變得更加有用。

把這個(gè)簡(jiǎn)單的表達(dá)式分解成實(shí)部和虛部以及使用電子表格計(jì)算會(huì)變得更加有用。通常，75 DUT的測(cè)量會(huì)與阻抗測(cè)量不一樣-回波損耗(dB)，反向隔離，噪聲系數(shù)和輸入三階交截點(diǎn)是經(jīng)常測(cè)量的。在這些情況中，有助于得到關(guān)于MLP的以下結(jié)論：

(1)只要R_LOAD接近75 , 可減少由MLP失配導(dǎo)致的額外VSWR，可以假設(shè)MLP增加了由失配引起不可忽略的測(cè)量不確定性。
(2)相反地，當(dāng)R_LOAD不同于75 時(shí), MLP不再進(jìn)行正確的阻抗變換，測(cè)試端口與MLP以及MLP與DUT之間的額外VSWR值增加，導(dǎo)致測(cè)量不確定性。有許多工具可計(jì)算失配(以VSWR表示)以測(cè)量不確定性。
(3)在指定的頻率范圍內(nèi)MLP可認(rèn)為純阻網(wǎng)絡(luò)，具有5.7dB插入損耗，再加上連接器和電纜的額外損耗。
(4)在S11和S22測(cè)量的路徑損耗以及在S21或S12測(cè)量中完全損耗為插入損耗(至少11.4dB)的兩倍-這降低了VNA的有效靈敏度和動(dòng)態(tài)范圍。

圖2. 使用50設(shè)備測(cè)試MAX3558四個(gè)有線/地面電視LNA

VNA使用兩個(gè)最小損耗焊盤進(jìn)行阻抗變換且測(cè)量S21 (前向增益)。VNA測(cè)得增益在500MHz時(shí)接近-5dB。簡(jiǎn)單扣除兩個(gè)MLP和連接器/適配器的11.5或者12.0dB插入損耗后，LNA在75上提供7dB功率增益。

S21 (反向隔離)測(cè)量不是直接得到。這些LNA的隔離指標(biāo)為65dB。扣除兩個(gè)MLP的額外損耗后，VNA本身需要分辨77dB的S12。如果不細(xì)心，接收端口的功率對(duì)VNA來說太小而無法精確測(cè)量。解決方法是保證接收端口功率至少高于VNA噪聲基底/內(nèi)部隔離基底10dB。VNA沒有隔離校準(zhǔn)的話，噪聲基底約為-100dBm。我們需要設(shè)置源阻抗功率至少為-20dBm, 最好為-10dBm或者甚至0dBm。端口1接收到充足的功率，進(jìn)行測(cè)量，將測(cè)量值加上12dB扣除插入損耗。也即，-77dB測(cè)量值變?yōu)?65dB.

MAX3558評(píng)估板在PCB上帶有焊盤允許工程師加入他們自己的最小損耗焊盤。應(yīng)當(dāng)用50 SMA代替75 F-型連接器。

在高于幾百M(fèi)Hz的頻率上，安裝在PCB上、由0402電阻構(gòu)建的MLP帶來了測(cè)量精度問題。寄生參數(shù)會(huì)破壞網(wǎng)絡(luò)是純阻的假設(shè)。在這種情況下需要更復(fù)雜的方法解決問題。方法之一便是完全描述MLP的特性，使用Smith圓圖精確地消除匹配電路的影響。另外的解決方法便是使用基于電感的變壓器進(jìn)行很低損耗的阻抗變換。射頻變壓器通常用阻抗變換比來描述，而不是匝數(shù)比，比如描述為"1.5:1."

對(duì)于低于1GHz大多數(shù)的實(shí)驗(yàn)室應(yīng)用，安裝在PCB上、由1%誤差0402封裝的電阻構(gòu)建的最小損耗焊盤提供一種使用50設(shè)備快速便利地測(cè)試75電路的方法，。在大多數(shù)例子中，唯一需要修正的因素便是MLP損耗-5.7dB加上連接器的損耗。并不需要復(fù)雜計(jì)算以及Smith圓圖進(jìn)行基本S參數(shù)測(cè)量。當(dāng)需要更高精度或者更寬頻率范圍時(shí)，需要更高精度、更寬的頻率范圍時(shí)，可從大多數(shù)制造商得到經(jīng)過產(chǎn)品測(cè)試的高質(zhì)量MLP。

附錄A: 由Z_LOAD推導(dǎo)Z_LOAD'

附錄B: 由Z_LOAD'推導(dǎo)Z_LOAD