UC3855A/B 中集成的新特性包括：

• ZVT 控制電路
• 過壓保護
• 電流合成器

2.2 振蕩器

振蕩器包括一個內部電流源和散熱片，因此僅需要一個外部時序電容器 (CT) 來設置頻率。將額定充電電流設置為 500μA，放電電流為 8mA。放電時間大約為總時間的 6%，其定義了最大 ZVT 時間。CT 的計算可通過下式得出：

2.3 ZVT 控制電路

正如 ZVT 技術部分所述，UC3855A/B 提供了控制邏輯，以確保 ZVT 在所有線壓及負載狀態(tài)下運行，并且無需使用一個固定延遲。ZVS 引腳對 MOSFET 漏極電壓進行感應，并為一個 ZVT 驅動比較器輸入。另一個比較器輸入被內部偏置至 2.5V。當 ZVS 輸入為 2.5V 以上（并出現 PWM 時鐘信號）時，ZVT 驅動信號可升高。下拉 ZVS 引腳可終止 ZVT 驅動信號，并開啟主開關輸出（最大 ZVT 輸出信號等于振蕩器放電時間）。圖 5 顯示了用于感應節(jié)點電壓的網絡。R12 將引腳上拉至 7.5V 的最大值，同時C6提供濾波功能。

圖 5 ZVS 傳感電路

RC 時間常數應該足夠快，以在最大占空比時達到 2.5V。該漏極電壓受限于將主MOSFET dv/dt變慢的節(jié)點電容，其降低了 ZVS 電路上的高速要求。最大 ZVS 引腳電壓應被限制在 VREF，否則 ZVS 電路就會變?yōu)殚]鎖狀態(tài)，無法正確工作。

ZVS 運行的另一種方法是，通過一個簡單的分壓器來感應漏極電壓。但是，該電壓仍然必須被濾波（和鉗位控制），以便不會將噪聲注入 ZVS 引腳。

如欲了解時序波形，請參考前面的圖 3。

3 柵極驅動

主驅動可提供 1.5 APK，ZVT 驅動為 0.75APK。由于 ZVT 運行，主開關驅動阻抗要求被減少。在開啟時，漏極電壓為0V，因此密勒電容效應不再是一個問題；在關閉時，dv/dt 受限于諧振電容器。由于 ZVT MOSFET 通常為至少兩個小于主開關的裸片尺寸，因此一個較低的峰值電流容量就可以滿足其驅動要求。

3.1 乘法器/分壓器電路

UC3855A/B 的乘法器部分與 UC3854A/B 完全一樣。其集成了輸入電壓前饋功能（通過 VRMS 輸入），以消除對輸入電壓環(huán)路增益的依賴性。正確地設置該器件，需要定義的參數只有三個（VVRMS、IIAC 和 RIMO）。

3.1.1 VRMS

該乘法器對線電流進行編程，從而影響線路的功耗?？紴V到系統(tǒng)功耗限制，對 VRMS 引腳進行編程。參考該結構圖（圖 4），乘法器輸出方程式為：

功耗限制函數由電壓環(huán)路誤差放大器 VEA (6 V) 的最大輸出電壓來設置。通過觀察給定 VEA 值情況下的變化可以輕松地闡明功耗限制函數。如果該 AC 線壓降低 2倍，那么前饋電壓效應 (V2VRMS) 則降低至四分之一。這樣就將乘法器輸出電流（以及隨之而來的線電流）提高了 2 倍。因此，線路的功耗保持恒定。反之，如果負載增加且線路保持恒定，則 VEA 增加，從而導致更高的線電流。于是，由此可見，VEA 為一個同輸入功耗成正比例關系的電壓。

在正常情況下，設置乘法器是用來限制低線路條件下的最大功耗，其同最大誤差放大器輸出電壓相當。對該乘法方程式求解，以得到同最大誤差放大器電壓和最大乘法器電流（2 倍 IIAC 以內）相當的前饋電壓。

求出低壓線路 VRMS 電壓以后就可以定義線路至 VRMS 引腳的分壓器。為了減少出現在乘法器輸入端的二階諧波數量（其反過來又會在輸入電流中引起三階諧波）[9]，相對而言，該前饋電壓必須沒有紋波。該濾波會在 VRMS 引腳上產生一個 dc 電壓。由于是按照其 RMS 值對輸入電壓進行定義，因此必須考慮到該 RMS 因數 (0.9) dc [9]。例如，如果該低線壓為 85 V，那么要求的衰減則為：

在 270V高線壓狀態(tài)下，其相當于 VVRMS = 4.76 V。VRMS 輸入的共模范圍為 0V 至 5.5V。因此，計算出來的范圍在可接受的極限以內。

推薦使用一個二極濾波器來提供足夠的衰減，而不降低前饋瞬態(tài)響應。單極濾波器要求有一個極低頻率的極以使 VRMS 對線壓變化很快地做出響應。

一旦 VRMS 的失真被確定，則可以計算出濾波器極。如果前饋電路對總失真的作用為 1.5% 以內，那么就可以計算出濾波器的要求衰減。需要注意的是，在一個完整的波形整流正弦波中，二階諧波大約為 dc 值的 66.7%。在該輸入電流波形中[9]，二階諧波的百分比轉換為相同百分比三階諧波失真。因此，要求濾波器衰減為：

單個級應具有一個 或 0.15 的衰減。對于一個單級濾波器而言，則為：

參見圖 6，同各組件相對應的取值為：R9A = R9B = 390 kΩ、R10 = 120 kΩ、R11 = 18 kΩ，并且 C4 = 0.082 μF、C5 = 0.47 μF。

圖 6 VRMS 電路

3.1.2 IIAC

在高線壓條件下，選擇 IIAC 的值為 500μA。這樣的取值頗具隨意性，但是其應該在 1 mA 以下，這樣可以保持在該乘法器的線性區(qū)域以內。相應地，線路至 IAC 引腳的總電阻大約為 766 kΩ。

3.1.3 RIMO

通過確定乘法器輸出電壓（為了保持在過電流跳變點以下）在低線壓和最大負載電流條件下為 1V 則可以計算出乘法器輸出電阻。這樣也就相當于變流器的最大感應電壓。該條件下的乘法器電流等于 1V/RIMO，并且可以由乘法器方程式換算而得，其結果為：

在低線壓條件下，IIAC 等于 156μA（如果低線壓等于 85V，IIAC 被設定為 270V 時的 500μA），VEA 為其 6V 的最大值，VVRMS 為 1.5V。因此 RIMO 等于 3.2 kΩ。

3.2 電流合成器

由于構建在 UC3855A/B 中的電流合成功能使電流傳感被簡化了。當開關為開啟且可以使用一個變流器對其進行感應時，開關電流同電感電流相同。當開關處于開啟狀態(tài)時，電流合成器使用一個同開關電流成正比例關系的電流對一個電容器 (CI) 充電。當該開關處于關閉狀態(tài)時，電感電流波形將被控制器重新構建。為了精確地測量出電感電流，所需做的工作就只是重新構建電感電流的下斜坡斜率，其可由下式得出：

使用一個與 VOUT ? VAC 成正比例關系的電流對 CI 放電，這樣就可以重新構建電感電流波形。該電容器下斜坡斜率為：

通過從一個與 VOUT 成正比例關系的電流中減去 IIAC/4，UC3855A/B 就得出了 IDIS。RVS 引腳電壓被調節(jié)至 3V，因此，RVS 電阻器的選擇就設定了與 VOUT 成正比例的電流。

RRvs 電流同 IIAC/4 的比應該等于 VOUT 與 VAC 的比。因此，如果 IIAC/4 為 125 μA，那么流經 RRVS 的電流應該被設定為 130 μA。