基于TMS320LF2407A DSP的PFC級電路的原理

作者：時間：2011-04-12 來源：網(wǎng)絡

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　　3.4 電壓和電流環(huán)路補償器

電流環(huán)路功率級高頻近似值為：

　　根據(jù)圖2所示的PFC控制框圖，電流環(huán)路增益等式為：

　　式中，F(xiàn)m為調(diào)制器增益，

　　調(diào)制器在軟件中部分地執(zhí)行，并部分地利用DSP PWM硬件。軟件利用調(diào)制器輸入，即電流控制器輸出Uca，計算在TMS320LF2407A中PWM硬件模塊的占空比值。PWM硬件利用占空比值，為PFC開關產(chǎn)生適當?shù)腜WM信號。當調(diào)制器輸入Uca是1時，軟件保證調(diào)制器輸出即PWM占空比為100%。在此情況下，調(diào)制器增益Fm=1。因此，對于電流環(huán)路的交越頻率fci，需要的電流誤差放大器補償器可以表示為：

　　只要電流環(huán)路閉合，電壓環(huán)路功率級傳輸函數(shù)可按下式計算：

　　式中，Zf為輸出電容CO和負載阻抗ZO組成的并聯(lián)分支的等效阻抗，Zf=ZO/（1+sCOZO）；負載阻抗。

　　圖2中電壓環(huán)路增益等式如下：

　　電壓環(huán)路交越頻率fcv需要的電壓誤差放大器補償器為

　　3.5 電壓和電流環(huán)路補償器軟件的實現(xiàn)

　　先前給出的電壓和電流環(huán)路控制器，在它們利用TMS320LF2407A在軟件中被執(zhí)行之前，被變換為如下說明的等效數(shù)字形式，電流控制器可以寫為：

　　式中：KP為已計算的電流補償器量值；E為電流誤差信號。

　　電流環(huán)路補償波德（Bode）曲線如圖4所示。其中：頂部為電流環(huán)路控制單元增益Gid、Fm和KS曲線；中間為補償器Gca增益曲線；底部為所期望的環(huán)路增益Ti曲線。功率級有一個-1的斜率，在期望的穿越頻率fci上放置零點fz，可以產(chǎn)生一個45°的相補角。然而，由于控制環(huán)路采樣和補償延時，相補角的一部分被損失，因此將fz放置到圖4所指示的位置，以補償相補角損失。

圖4 電流環(huán)路補償波德曲線

　　4、PFC級數(shù)字控制器設計實例

　　在本設計中的系統(tǒng)參數(shù)如下：

　　輸出功率PO=825W，DC總線電壓VO=380V，開關頻率fSW=120KHz，數(shù)字環(huán)路采用頻率fS=60KHz，L=100μH，C=390μF，fCV=10Hz，fci=8KHz，輸入電壓最大頻率fmax=200Hz，Vmax=410V，Vmin=109.95V，Vo(max)=410V，輸入電流最大值Imax=2PO/Vmin=15A。

　　各種增益參數(shù)分別為：kf=1/410，kd=1/410，KS=1/15，Km=410/109.95=3.7286。

　　4.1 電流控制器履行例子

　　由于fci=8KHz，電流控制器量值為

　　將電流環(huán)路PI補償器零點設置在800Hz，電流補償器的積分時間常數(shù)為TIC=1/2π×800=198.94×10-6。因此，完整的電流環(huán)路控制器為

　　式中：KPi=0.1985，Kli=997.77。
　　分立（discrete）控制器執(zhí)行等式為
　　Ui(n)=K0i?Ei(n)+li(n-1)；
　　li(n)=li(n-1)+K1i?Ei(n)+Kcorri?Epii
　　Epii=Usi-Ui(n)
　　式中：當在其它情況下，
　　電流控制器相關系數(shù)為。