ADC前端電路的五個(gè)設(shè)計(jì)步驟

現(xiàn)代通信系統(tǒng)和測(cè)試設(shè)備常常需要盡快地將模擬信號(hào)數(shù)字化，以便在數(shù)字域中完成信號(hào)處理。但是，為模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)設(shè)計(jì)變壓器前端電路很有挑戰(zhàn)性，特別是在高中頻(IF)的系統(tǒng)中。本文總結(jié)了5個(gè)設(shè)計(jì)步驟，以幫助開發(fā)出最佳的ADC前端。這5個(gè)步驟包括：1. 了解系統(tǒng)和設(shè)計(jì)要求；2. 確定ADC的輸入阻抗；3. 確定ADC的基本性能；4. 選擇變壓器及與負(fù)載匹配的無源元件；5. 對(duì)設(shè)計(jì)進(jìn)行基準(zhǔn)測(cè)試。這種設(shè)計(jì)方法簡(jiǎn)單、快捷，可以在任何應(yīng)用中獲得理想的性能。

第一個(gè)步驟聽起很簡(jiǎn)單，但很重要，因?yàn)閮H需知道特殊應(yīng)用的要求就能減少迭代次數(shù)，并一開始就可以選擇合適的元件，快速實(shí)現(xiàn)想要的性能。應(yīng)該列出包括每個(gè)設(shè)計(jì)要求的清單，并設(shè)定想要的性能指標(biāo)邊界值，這樣便能很快選好ADC和變壓器。

例如，假設(shè)某個(gè)應(yīng)用要求采樣率為61.44Msps，以在中心頻率為110MHz的20MHz帶寬(100~120MHz)上捕獲輸入信號(hào)。高于72dB的信噪比(SNR)意味著需要使用14b ADC來實(shí)現(xiàn)所需的SNR性能。每個(gè)通道的功耗都應(yīng)低于500mW。美國(guó)模擬器件公司(ADI)的14b、80Msps AD9246 ADC能滿足這些系統(tǒng)級(jí)性能要求，它的工作電壓為1.8~3.3V，具有寬帶寬和功耗低特性。

本例的ADC輸入為110MHz IF信號(hào)(帶寬為20MHz)，采樣率為61.44Msps。由于輸入信號(hào)的帶寬比較窄(1個(gè)乃奎斯特帶寬)，所以這里采用諧振匹配技術(shù)。這種匹配技術(shù)提供的帶寬較窄，但在給定的頻率范圍內(nèi)匹配性能非常好。這種技術(shù)通常要求在模擬輸入上增加額外的電感或鐵氧體磁珠，以便去除從ADC輸入級(jí)看到的寄生電容。如果所感興趣的IF位于基帶(第一個(gè)乃奎斯特帶寬)上，可以采用簡(jiǎn)單的RC網(wǎng)絡(luò)構(gòu)造低通濾波器。

第二個(gè)步驟確定ADC的輸入阻抗(圖1)。AD9246器件是一個(gè)不帶緩沖或開關(guān)電容型ADC，因此輸入阻抗是時(shí)變的，隨模擬輸入的頻率而改變。為確定器件的輸入阻抗，請(qǐng)參考AD9246的產(chǎn)品數(shù)據(jù)表。借助產(chǎn)品數(shù)據(jù)表找到110MHz跟蹤模式下測(cè)得的阻抗就可以了。在本例中，ADC內(nèi)部輸入負(fù)載等效于一個(gè)6.9kΩ差分電阻與一個(gè)4pF電容的并聯(lián)。最好與ADC的追蹤模式相匹配，因?yàn)榇藭r(shí)ADC正在采樣。

圖1：ADC的內(nèi)部輸入阻抗可以被看作一個(gè)電阻和一個(gè)電容的并聯(lián)結(jié)構(gòu)。

第三個(gè)步驟確定ADC的基本性能，以便在設(shè)法優(yōu)化所有設(shè)計(jì)參數(shù)之前，更好地理解ADC是如何工作的。為建立這個(gè)基準(zhǔn)，采用處于缺省狀態(tài)下的*估板。產(chǎn)品數(shù)據(jù)手冊(cè)上的ADC特性很可能就是以這種方法來確定的。

在第三個(gè)步驟中首先收集性能參數(shù)，得到72dB的SNR以及82.7dBc的無雜波動(dòng)態(tài)范圍(SFDR)。這些值與數(shù)據(jù)手冊(cè)的參數(shù)很接近。請(qǐng)注意，應(yīng)該使用高性能信號(hào)發(fā)生器和濾波器進(jìn)行特性測(cè)量，以便在測(cè)試的時(shí)候去除任何信號(hào)發(fā)生器的諧波和雜波成份。

然后去掉濾波器，重新將ADC*估板連接到測(cè)試信號(hào)發(fā)生器。應(yīng)該重新調(diào)節(jié)信號(hào)發(fā)生器的輸出電平(在本例中的電平為+14dBm)并記錄下來，以收集驅(qū)動(dòng)數(shù)目。輸入頻率的掃頻應(yīng)該具有足夠帶寬，以觀察帶寬平滑度的改變，得到-3dB點(diǎn)。在本例子中，前端缺省配置帶有簡(jiǎn)單的RC濾波器，使通帶平滑度達(dá)到1.2dB，帶寬約100MHz。

采集到該數(shù)據(jù)后，就可以作決定了。對(duì)72dB SNR和83dBc SFDR要求，使用抗混淆濾波器(AAF)對(duì)提高防偽波性能及使信號(hào)諧波保持在低水平很重要。然而，仍然沒有解決輸入驅(qū)動(dòng)和通帶平滑度問題。缺省*估板上的AAF對(duì)感興趣通帶的衰減很快。由于并聯(lián)電感對(duì)感興趣頻率的衰減要小，在通帶之外的滾降更好，所以使用一個(gè)簡(jiǎn)單的并聯(lián)電感會(huì)有幫助。對(duì)于輸入驅(qū)動(dòng)，考慮用1:4變壓器使ADC達(dá)到全量程，這樣將使信號(hào)提高+6dB，更進(jìn)一步降低了輸入驅(qū)動(dòng)要求。最后，應(yīng)該用矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀(VNA)測(cè)量輸入阻抗和VSWR。調(diào)節(jié)到感興趣頻率，觀察輸入匹配得如何。在本例中，在110MHz下測(cè)得35Ω，得到VSWR為1.44:1。

第四步是選擇變壓器和無源元件，使其與負(fù)載阻抗匹配。變壓器和R、L的元件值都必須與負(fù)載相匹配，并構(gòu)建一個(gè)能使ADC和次級(jí)變壓器之間的總體性能達(dá)到期望值的新的AAF(圖2)。

圖2：在這個(gè)ADC前端原理框圖中，電阻和電感的值必須與負(fù)載相匹配。

經(jīng)驗(yàn)和試驗(yàn)這時(shí)可以發(fā)揮作用。由于不同變壓器的性能差異非常大，所以選擇變壓器不是一件容易的事。在對(duì)變壓器進(jìn)行了測(cè)量并清楚其性能之后，選擇了本例所示的變壓器。一般來說，選擇相位平衡特性良好的變壓器很重要。本例應(yīng)用的帶寬窄，要求的輸入驅(qū)動(dòng)電壓低，因此采用了常見的1:4阻抗比變壓器。

選擇ADC變壓器的一些簡(jiǎn)單原則包括仔細(xì)查看技術(shù)參數(shù)。例如，應(yīng)該仔細(xì)比較反射損耗、插入損耗，以及相位和幅度不平衡等技術(shù)參數(shù)。如果數(shù)據(jù)表沒有給出這些參數(shù)，可向制造商索要，或者用矢量分析儀測(cè)量。是選擇標(biāo)準(zhǔn)磁量耦合變壓器還是不平衡變壓器取決于能否滿足帶寬要求。標(biāo)準(zhǔn)變壓器的帶寬一般不高于1GHz，而不平衡變壓器的帶寬則要大得多。

請(qǐng)注意，端接可能在初級(jí)和次級(jí)都需要，但本例為盡量減小元件數(shù)量，只進(jìn)行了次級(jí)端接。根據(jù)具體應(yīng)用，在初級(jí)和次級(jí)都進(jìn)行端接可能更合理。

在模擬輸入端應(yīng)串聯(lián)一個(gè)阻值為15~50Ω的電阻。本例采用兩個(gè)33Ω電阻，目的是限制非緩沖ADC對(duì)模擬輸入端的反向電荷注入量，這也有助于根據(jù)前一級(jí)定義源阻抗。在90%的情況下，可以使用33Ω，但在某些情況下，改變這個(gè)值可小幅提高性能。

然后計(jì)算變壓器次級(jí)的差分端接。計(jì)算結(jié)果表明，次級(jí)差分端接從小于251Ω開始比較好。理想1:4阻抗比變壓器一般采用200Ω的端接電阻。開始計(jì)算時(shí)，使用給定中心頻率下的反射損耗量來計(jì)算實(shí)際特性阻抗(Z0)。

當(dāng)選擇變壓器時(shí)，請(qǐng)記住各種變壓器的差異很大，而比較不同元件的最佳方法是充分了解變壓器的性能參數(shù)。如果沒有性能參數(shù)，可以從制造商處索要。請(qǐng)記住，高IF設(shè)計(jì)對(duì)變壓器相位平衡的影響可能很靈敏。IF非常高的設(shè)計(jì)可能需要兩個(gè)變壓器或平衡不平衡變壓器來以抑制偶次諧波畸變。

選擇ADC時(shí)要確定是選擇緩沖ADC還是非緩沖ADC。非緩沖ADC或開關(guān)電容型ADC具有時(shí)變輸入阻抗，在高IF情況下更難設(shè)計(jì)。如果使用非緩沖ADC，任何情況下都應(yīng)以跟蹤模式進(jìn)行輸入匹配，并利用制造商網(wǎng)站上的輸入阻抗表。雖然緩沖ADC比非緩沖ADC的功耗大，但緩沖ADC往往更容易設(shè)計(jì)，即使在高IF情況下也同樣容易設(shè)計(jì)。當(dāng)計(jì)算R和L值的時(shí)候，請(qǐng)記住這是一個(gè)好的開始。但并不是所有應(yīng)用的布局和寄生參數(shù)值都相同，因此可能還需要一些設(shè)計(jì)反復(fù)，以最終確定特定應(yīng)用的性能要求。