旋轉(zhuǎn)變壓器信號處理的低成本、高分辨率方案

旋轉(zhuǎn)變壓器(resover)包含三個繞組，即一個轉(zhuǎn)子繞組和兩個定子繞組。轉(zhuǎn)子繞組隨馬達(dá)旋轉(zhuǎn)，定子繞組位置固定且兩個定子互為90度角(如圖1所示)。這樣，繞組形成了一個具有角度依賴系數(shù)的變壓器。

圖1：旋轉(zhuǎn)變壓器及其相關(guān)信號

將施加在轉(zhuǎn)子繞組上的正弦載波耦合至定子繞組，對定子繞組輸出進(jìn)行與轉(zhuǎn)子繞組角度相關(guān)的幅度調(diào)制。由于安裝位置的原因，兩個定子繞組的調(diào)制輸出信號的相位差為90度。

通過解調(diào)兩個信號可以獲得馬達(dá)的角度位置信息，首先要接收純正弦波及余弦波，然后將其相除得到該角度的正切值，最終通過“反正切”函數(shù)求出角度值。由于一般情況下要使用DSP進(jìn)行算術(shù)處理，因而需要將正弦及余弦波數(shù)字化。目前市面上有幾種具備這些功能的專用產(chǎn)品，然而其價格昂貴，對于大多數(shù)應(yīng)用而言需要尋求其他替代方案。

目前有一種最為常用的方法是，檢測輸出信號中載波頻率的峰值來觸發(fā)模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)。如果總是在這一時間點轉(zhuǎn)換調(diào)制信號，則將消除載波頻率。由于更高分辨率的增量累加(Δ-∑)ADC總是在一段時間內(nèi)對信號進(jìn)行積分采樣，因此它將不僅僅轉(zhuǎn)換峰值電壓，因而需要采用諸如TI ADS7861或ADS8361等逐次逼近ADC，分辨率也被限制在12~14位。

這種方法還需要使用幾種電路模塊，必須生成合適的正弦載波，必須在合適的時間點觸發(fā)轉(zhuǎn)換過程，且ADC必須對信號進(jìn)行同步轉(zhuǎn)換。這樣不僅增加了成本，且分辨率有限。

新概念的理論依據(jù)

新概念使用過采樣方法，并將解調(diào)移至數(shù)字域內(nèi)，調(diào)制信號的過采樣采用雙通道Δ-∑調(diào)制器ADS1205，數(shù)字濾波器芯片AMC1210用于調(diào)制器輸出的解調(diào)和抽取(decimation)。

調(diào)制器僅產(chǎn)生位流，這不同于ADC中的數(shù)字概念。為了輸出相當(dāng)于模擬輸入電壓的數(shù)字信號，必須使用數(shù)字濾波器來處理位流。正弦濾波器是一種非常簡單、易于構(gòu)建且硬件需求最少的一種濾波器。

那些頻率為調(diào)制器時鐘頻率除以過采樣率所得值的整數(shù)倍的信號將被抑制，這些被抑制的頻率點稱為陷波(notch)。在此新概念中，積分器的抽取率設(shè)定的原則是使載波頻率落入到某一陷波頻率。但首先需要對信號進(jìn)行解調(diào)，否則角度信息將與載波頻率一起被忽略。該任務(wù)由AMC1210完成。

AMC1210具有四個通道，每個通道均提供如圖2所示的濾波器結(jié)構(gòu)。

圖2：AMC1210的數(shù)字濾波器結(jié)構(gòu)

AMC1210也可用于測量電流。在本例中，我們將比較器濾波器(comparator filter)用于過電流保護(hù)，能夠在低分辨率情況下實現(xiàn)快速響應(yīng)(如圖中藍(lán)色部分所示)。$部分在較低采樣率情況下能夠產(chǎn)生更高分辨率的輸出，這部分用于控制環(huán)路。根據(jù)應(yīng)用的需要，在這里可以使用正弦濾波器及積分器來優(yōu)化濾波器的結(jié)構(gòu)。此外，該通路還可用于濾波及解調(diào)。

首先，AMC1210中的正弦濾波器對調(diào)制器的位流進(jìn)行濾波，以將其轉(zhuǎn)換為中等分辨率、中等速率的數(shù)據(jù)字。對ADS1205而言，最高效的三階正弦濾波器的過采樣率(OSR)為128。過采樣率超過128時，OSR每增加一倍，信噪比僅增加3dB。在解調(diào)過程后利用積分器可以達(dá)到同樣的效果，而且還能縮短濾波器的延遲時間。

將OSR設(shè)為128時會產(chǎn)生一個14位的數(shù)字調(diào)制信號，其數(shù)據(jù)速率為：

該等式中，fmod表示調(diào)制器的時鐘頻率，該時鐘頻率在調(diào)制器中降為原來的一半。在下例中，當(dāng)時鐘信號頻率為32.768MHz時，三階正弦濾波器的數(shù)據(jù)速率為128kHz。

現(xiàn)在需要對信號進(jìn)行解調(diào)(如圖3所示)。

圖3：AMC1210內(nèi)部的解調(diào)過程示例

這表示當(dāng)未調(diào)制載波為正時，14位數(shù)字信號須乘以+1，若未調(diào)制載波為負(fù)則須乘以-1。我們需要考慮到載波信號通過旋轉(zhuǎn)變壓器、線圈、調(diào)制器以及正弦濾波器時產(chǎn)生的延時。因此，AMC1210具有相移校驗功能，能夠在相移90度內(nèi)正常工作。若相移超過此范圍，則必須在寄存器中編程。

最后，積分器OSR的設(shè)定原則是：載波頻率是整個濾波器傳輸函數(shù)陷波的整數(shù)倍。在時域中，這等同于在多個載波周期內(nèi)求積分。這樣就完全抑制了載波頻率。在此例中，如果積分器的OSR為16，則分辨率提高2位(0.5位/因數(shù)2)。然而輸出信號的幅度降低了3dB(-0.5位)，原因是積分器產(chǎn)生的是解調(diào)信號的平均電壓而非峰值電壓。

總結(jié)：AMC1210的輸出為數(shù)字正弦波或余弦波，數(shù)據(jù)速率為8kHz，噪聲性能為15.5位。該信號的幅度比輸入調(diào)制信號降低了3dB。

角度檢測與控制環(huán)路同步

角度檢測與馬達(dá)控制環(huán)路的同步非常重要，因此，數(shù)字濾波器的輸出數(shù)據(jù)速率與載波頻率都必須可調(diào)。

通過AMC1210內(nèi)置的寄存器映射可以設(shè)定濾波器結(jié)構(gòu)，正弦濾波器的階數(shù)(1階、2階及3階)及過采樣率(1~256)都是可編程設(shè)定的。積分器可以運行在固定的過采樣率上，也可以由外部采樣及保持信號觸發(fā)。

載波頻率也是以PWM格式的AMC1210產(chǎn)生。因此，提供了高達(dá)1,024位的移位寄存器，一個周期的載波正弦波可以存儲在該寄存器中，寄存器的PWM位流可由仿真Δ-∑調(diào)制器的小型C語言程序產(chǎn)生。該調(diào)制器的輸入為要求的載波信號；輸出端的位流為PWM信號，這個位流必須儲存在移位寄存器中。

AMC1210將提取寄存器中的可編程數(shù)據(jù)位并將其輸出到環(huán)路中，這樣就產(chǎn)生了連續(xù)的載波信號。例如，當(dāng)系統(tǒng)時鐘為30.016MHz、控制環(huán)路運行于8kHz時，每個控制環(huán)路的時鐘周期為3,752個?？梢允褂肁MC1210的內(nèi)置分頻器能夠降低系統(tǒng)時鐘。如果選擇降低4，則會占用938比特的PWM寄存器。

AMC1210擁有一個互補(bǔ)的PWM輸出(PWM_P及PWM_N)，其電流驅(qū)動能力最高可達(dá)100mA。這樣就產(chǎn)生了全差分載波信號，其電壓范圍高達(dá)+/-5V(5V單電源)，能夠直接驅(qū)動旋轉(zhuǎn)變壓器。旋轉(zhuǎn)變壓器自身具有對PWM信號的低通濾波能力，所以旋轉(zhuǎn)變壓器的正弦及余弦繞組可以直接產(chǎn)生幅度整齊的調(diào)制正弦波。因為載波信號的諧波也落在濾波器傳輸函數(shù)的陷波頻率上，故諧波的影響并不嚴(yán)重。

應(yīng)用驗證

圖4中的電路可用于對這種新概念進(jìn)行驗證。

圖4：測試驗證電路

AMC1210的PWM輸出直接驅(qū)動旋轉(zhuǎn)變壓器，ADS1205的參考引腳(REF)將正弦及余弦信號的電壓限制在正確范圍之內(nèi)。由于ADS1205參考輸出具有高阻抗特性，不能提供足夠的驅(qū)動電流，故需增加緩沖。旋轉(zhuǎn)變壓器另一側(cè)的輸出引腳的阻抗低，因而可以直接驅(qū)動調(diào)制器的輸入端。

將頻率轉(zhuǎn)換器用于驅(qū)動馬達(dá)，會導(dǎo)致旋轉(zhuǎn)頻率不佳。50Hz的信號頻率表示馬達(dá)轉(zhuǎn)速為3,000RPM?？梢钥闯霰尘霸肼暤陀?120dB，即有效位超過14位。

本文小結(jié)

ADS1205與AMC1210的組合單價約為5美元(批量為1,000片)，而其它專用產(chǎn)品的最低單價為20美元左右，具有標(biāo)準(zhǔn)組件的解決方案單價約為7.50美元。除具有價格優(yōu)勢之外，Δ-∑架構(gòu)還可確保更出色的信噪比，這個方案的ENOB為15.5，專用產(chǎn)品解決方案的ENOB為12。其缺點是數(shù)字濾波器會產(chǎn)生固定的時間延遲，馬達(dá)控制器環(huán)路需要對此時延進(jìn)行調(diào)整。