用于高效PC電源的最新集成式PFC/PWM組合解決方案

電源工程師一直都在尋找既能實現(xiàn)一系列電路保護功能，又可以使電源符合愈來愈嚴(yán)格效率規(guī)范的簡單設(shè)計方法。本文將探討一個結(jié)合了boost功率因數(shù)校正轉(zhuǎn)換器與雙管正激式脈寬調(diào)控轉(zhuǎn)換器的高集成度半導(dǎo)體解決方案，只需極少數(shù)外部元件，就可以擁有多種電路保護功能與補償功能，并符合IEC-1000-3-2規(guī)范。

PFC+PWM控制

FAN480X是由功率因數(shù)校正((PFC)和脈寬調(diào)控(PWM)兩種平均電流模式控制器組成，其中PFC級采用的開關(guān)充電式乘法器技術(shù)，可以獲得較高的功率因數(shù)與較低的總諧波失真(THD)；而PWM可以選擇采用電流模式控制或是電壓模式控制。PFC調(diào)控為上升沿調(diào)制，而PWM則采用下降沿調(diào)制，因為采用不同觸發(fā)的調(diào)制可以降低PFC輸出電容上的紋波電壓。另外，F(xiàn)AN480X增加可編程的兩段式PFC輸出功能，可以提高低壓輸入且輕載時的系統(tǒng)效率。

FAN480X具有多種保護功能，包括PWM與PFC的軟啟動、PFC過壓/欠壓、逐周期電流限制、PFC輸入欠壓等，確保電源與后級設(shè)備不受損壞。使用者可以利用本篇所述的方程，選擇所需的關(guān)鍵組件。圖1為FAN480X ATX的應(yīng)用線路圖，其中輸出功率為300W(10W為待機電源)，交流輸入電壓范圍是75VAC~264VAC，PFC電路提供380V輸出電壓作為后級雙管正激轉(zhuǎn)換器的輸入，兩部分的開關(guān)頻率均為65kHz。

圖1. PFC/PWM 集成解決方案雙管正激轉(zhuǎn)換器的原理圖

FAN480X 的PFC部份工作在連續(xù)電流模式，可以幫助降低升壓電感電流的變化率，適用于較大功率的應(yīng)用。增益調(diào)節(jié)器可以為電源提供較高的功率因數(shù)與較低的總諧波失真，是PFC級的核心，可以針對不同的輸入電壓、頻率，有效值電壓和PFC輸出電壓對電流環(huán)做出響應(yīng)，如(1)式所示.。增益調(diào)節(jié)器的功能是產(chǎn)生控制信號給PFC級，控制其占空比使輸出電壓維持穩(wěn)定；VRMS平方的倒數(shù)可以為高壓和低壓提供恒定功率，圖2與圖3分別顯示FAN480x的增益調(diào)節(jié)器的工作原理與應(yīng)用電路。

圖2. 增益調(diào)節(jié)器工作原理

圖3. FAN480x增益調(diào)節(jié)器應(yīng)用電路

PFC的電流回路補償

FAN480X在PFC部份有兩個控制回路，一個為電流控制回路，另一個為電壓控制回路。電流控制回路會基于由IAC所產(chǎn)生的基準(zhǔn)信號來控制電流。電壓控制回路則穩(wěn)定輸出電壓，維持總諧波失真的平衡。圖4為一個簡化的電流回路示意圖，圖中PWM模塊部分包含了比較器、觸發(fā)器和MOSFET驅(qū)動輸出。電壓控制電壓源結(jié)合了輸入電壓源、整流器、MOSFET和升壓二極管。

圖4：電流回路示意圖

電流控制回路是針對較高頻的區(qū)段由L1R5乘積所產(chǎn)生的極點進行補償，這樣在分析電壓控制回路時就不需考慮電感特性。 電流回路的系統(tǒng)轉(zhuǎn)移函數(shù)可以借助小信號分析得出，如公式(2)所示，其中VRAMP是2.55V。

圖5：電流回路的頻率響應(yīng)波特圖

圖5為電流回路的頻率響應(yīng)波特圖，其中GPWM_Boost是系統(tǒng)電流回路的開路頻率響應(yīng)；GPWM_Boost_fc是功率誤差放大器補償?shù)念l率響應(yīng)；GClose是閉回路的增??。系統(tǒng)電流閉回路帶寬是當(dāng)閉回路增益為1時的交叉頻率fC(crossover frequency)所決定的。利用(3)式便可以計算出系統(tǒng)電流閉回路增益為1時所需要的補償增益。

電流回路補償網(wǎng)絡(luò)包含了代表系統(tǒng)沒有穩(wěn)態(tài)誤差的原極點，一個可以增加系統(tǒng)閉回路的帶寬與相位裕量的零點，以及一個可以降低高頻下系統(tǒng)閉回路的干擾的極點。交叉頻率應(yīng)該設(shè)定在開關(guān)頻率的1/6~1/10，而把零點與極點調(diào)整到適當(dāng)?shù)闹悼梢苑€(wěn)定系統(tǒng)，并獲得較好的瞬時響應(yīng)，所以建議將零點放在交叉頻率的十分之一帶寬，極點則放在交叉頻率的十倍帶寬。

圖6：300W電源電流回路環(huán)路增益的波特圖

PFC的電壓回路補償

圖7為一個電壓回路控制示意圖，原理為通過電流源去控制電壓控制回路，并對輸出電容進行充放電的動作。這里假設(shè)電流回路控制產(chǎn)生一電流弦波，并且對C17進行充放電而C17再提供直流電流給負(fù)載電阻。電壓誤差放大器控制電流的振幅，且電壓回路包含了電流回路。換句話說，電壓控制電流源將輸入電壓源、整流器、電感與二極管整合在一起，產(chǎn)生一個振幅與電壓誤差放大器輸出成正比的電流弦波。

圖7：電壓回路控制示意圖

要避免增加電流波形中三次諧波的振幅并降低總諧波失真，電壓閉回路帶寬應(yīng)該設(shè)定在10到30Hz之間。較低的帶寬將會使出現(xiàn)在電流波形的二次諧波以及總諧波失真降到最小。使用低帶寬的電壓閉回路主要原因為輸入電壓與PFC輸出電壓上的紋波相位的不同；而PFC的負(fù)載決定相位的差異這是一個自然的反應(yīng)。假如不衰減紋波電壓，紋波電壓將會成比例的進入增益調(diào)節(jié)器，且形成電流波形失真。C16的電容下降(roll-off)特性通常被使用于降低二次諧波的振幅，可是太低的電壓閉回路帶寬會造成瞬時響應(yīng)的問題，所以允許一些二次諧波的存在是可以被接受的。這方法有助協(xié)調(diào)總諧波失真與瞬時響應(yīng)的需求的適度取舍，假設(shè)交叉頻率是30Hz，并且零點頻率為3Hz，我們將在交叉頻率處設(shè)置一個極點。利用下式便可以得到輸出電容C17上的二次諧波紋波大小。

在上式中，fline是線頻率，ZC17是大電容在二次諧波下的容抗，VC17_SH是二次諧波的紋波電壓，△VEA是電壓誤差放大器的輸出范圍，VVEA-H 和 VVEA-L分別是電壓誤差放大器的最大值與最小值。根據(jù)圖7電壓回路控制示意圖，電壓誤差放大器的增益以及電阻的比例關(guān)系可由式(8)與(9)表示。

在這里，α是總諧波失真的比率，△VEA是電壓誤差放大器的輸出范圍，GVD是分壓網(wǎng)絡(luò)增益。在二次諧波上電壓誤差放大器的增益由式(10)與(11)表示。

GEA_SH和ZEA_SH是誤差放大器增益與二次諧波頻率下的容抗，GmV是電壓誤差放大器的跨導(dǎo)。要在二次諧波頻率下電壓閉回路增益確保有足夠的下降(roll-off)特性，C16電容可由式(12)所決定。

圖8：電壓回路的頻率響應(yīng)波特圖（略）

圖8為電壓回路的頻率響應(yīng)波特圖，利用與電流回路相同的方式去找出R12 和 C15；式(13)定義出升壓部分在穿越頻率處的增益(GVL_Boost_fVC)，式(14)將式(13)轉(zhuǎn)成log形式；閉環(huán)增益保證了曲線下降與橫軸的相交，R12 與C15的值可由式(15)與(16)決定。

圖9：300W電源電壓閉回路的波特圖

PWM的兩種控制模式

FAN480x提供兩種PWM級控制模式，即電壓模式與電流模式。電壓模式可以提供較穩(wěn)定系統(tǒng)，但是系統(tǒng)響應(yīng)速度卻比電流模式慢。電流模式可以提供較快的響應(yīng)速度，但是卻容易受噪聲干擾。電壓模式的操作是由FBPWM電壓與RAMP引腳內(nèi)部三角電壓波形做比較來產(chǎn)生PWM占空比，如圖10所示；而電流模式的占空比是由FBPWM電壓與PWM MOSFET下方的感測電阻上的信號做比較產(chǎn)生，如圖11。圖12為輸出電壓的補償電路。補償?shù)男⌒盘柗治隹捎墒?17)計算出，而補償?shù)姆绞脚cPFC級相似。圖13與14為300W電源的PF值與效率圖表。

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