級聯(lián)型逆變器的電流SPWM控制方法

傳統(tǒng)級聯(lián)型逆變器的每個級聯(lián)逆變單元一般都是完全一樣的，這樣會限制了輸出電平的數(shù)目，本文在級聯(lián)單元數(shù)不變的情況下，通過改變每個級聯(lián)單元輸入電壓之間的變比，得到更多的輸出電平，使輸出電壓波形更接近于正弦波，實驗結果證明了此種方案是正確可以的。

引言

級聯(lián)型逆變器由于輸出波形好、開關器件應力小、功率容量大、易于擴展，而且不存在其它多電平拓撲的輸入電容電壓均壓問題等優(yōu)點，在電力變換和有源濾波方面得到了廣泛應用[1]。

同時,對每臺級聯(lián)單元采用不同的輸入直流電壓,可以增加級聯(lián)逆變器輸出電壓的電平數(shù),從而可以減少輸出電壓的諧波,提高了輸出波形的正弦度。本文以兩臺逆變器單元級聯(lián)為例，分別對輸入電壓相等和不等的兩種情況下，級聯(lián)逆變器輸出波形的諧波、開關頻率等性能進行了分析比較。

1．級聯(lián)型逆變器輸出電平與每臺級聯(lián)單元輸入電壓的關系

對于一個由m個逆變器單元級聯(lián)而成的級聯(lián)型逆變器而言，如圖1所示，若每臺逆變單元的輸入直流電壓相等，則可以輸出電平數(shù)為2m＋1的電壓波形[2]，就級聯(lián)型H橋逆變器而言，通過采用每臺級聯(lián)單元輸入直流不等的方法，可以提高輸出電平的數(shù)目，從而可以大大地提高輸出波形的質量。

如果每臺逆變單元的輸入直流電壓之間的變比滿足：

例如兩臺級聯(lián)的逆變器，若滿足Vc1＝3Vc2，將輸出最多電平為9的電壓波形，但同時須注意輸出極性和總輸出電壓極性相反的級聯(lián)單元，其電源應具備能接受灌電流的能力[3[[4]，對于不能接收灌電流的電源裝置或設備，如燃料電池等，應采取降低每臺級聯(lián)單元輸入電壓的變比，使每臺級聯(lián)單元的輸出極性與總輸出電壓的極性相一致，這樣會使級聯(lián)型逆變器的輸出電平數(shù)會相應地減少，但仍然具有較好的波形質量。所以通常采讓每臺直流電源的電壓之間的變比符合2的指數(shù)方的關系，即Vc1＝2Vc2＝22Vc3＝。。。＝2m－1Vcm，這樣級聯(lián)型逆變器輸出的電平為

圖1　級聯(lián)型逆變器的結構圖

2．級聯(lián)型逆變器的控制方法

2．1 級聯(lián)型逆變器的SHPWM控制

對于級聯(lián)型多電平的實現(xiàn)，本文采取了Carrara提出的消諧波PWM控制（Subharmonic PWM），簡稱SHPWM控制，如圖2，對于一個N電平逆變器，有N－1個相同頻率，相同峰峰值的三角載波與一個共同的正弦參考波交截，為了使N－1個三角載波所占的區(qū)域是連續(xù)的，它們在空間上是緊密相連且整個載波帶對稱分布于零參考的正負兩側[7]。正弦參考波連續(xù)地與三角載波進行比較，當參考波比三角載波高時，則開通相應的開關管，反之則關斷相應的開關管。

圖2　SHPWM控制PWM信號的形成

以兩臺單元級聯(lián)為例，當兩臺級聯(lián)單元的輸入直流電壓相等，即Vc1＝Vc2時，可以輸出五電平的電壓波形，這樣就需要4個三角載波；而當兩臺級聯(lián)單元的輸入電壓不等，且滿足Vc1＝2Vc2時，可以輸出七個電平的輸出電壓，此時則需要六個三角載波與參考波交截，雖然此時輸出電壓沒有達到最大的電平數(shù)，但每臺級聯(lián)單元的電源都不接受灌電流。對應于每個載波帶的具體開關組合詳見表1。

2．2 級聯(lián)型逆變器的雙閉環(huán)控制

圖3為電壓電流雙閉環(huán)瞬時值控制逆變器的結構圖。輸出電壓和基準正弦波

和濾波電感電流比較產生的電流誤差信號，再與載波三角波交截后產生SPWM開關信號。電壓瞬時值外環(huán)可以保證逆變器在各種負載情況下均具有良好的輸出波形，而內環(huán)采用電感電流反饋具有有良好的抗短路能力。

圖3 電壓電流雙閉環(huán)瞬時值控制逆變器的結構圖

3．仿真與實驗結果

為了比較級聯(lián)型逆變器在每臺輸入直流電壓相等和不等的兩種情況下，輸出波形的電平數(shù)、諧波、THD（Total Harmonic Distortion）等性能的好壞，我們分別建立了兩臺級聯(lián)單元的級聯(lián)型逆變器的仿真模型和實驗原理樣機，具體參數(shù)為：輸出電壓為115V/400Hz，開關頻率為18KHz，輸入電壓分為兩種情況，一種是Vc1＝Vc2＝90V，另一種是Vc1＝2Vc2＝120V，濾波電感為260uH，濾波電容為10uF。運用Saber軟件對這兩種輸入電壓情況進行仿真，得到系統(tǒng)空載時的穩(wěn)態(tài)輸出電壓仿真波形如圖4、圖5，相應的實驗波形如圖6、圖7。其中vo1、vo分別表示濾波前、后的輸出電壓。當Vc1＝Vc2＝90V時，濾波前后的輸出電壓THD分別為35%；而當Vc1＝2Vc2＝120V時，濾波前后的輸出電壓THD分別為26%，可見，后一種情況下，輸出電壓隨著電平數(shù)的增加，諧波減小到原來的74％。經過比較，實驗波形與仿真波形基本一致。

圖4　輸入電壓相等時的仿真輸出電壓波形

同時從圖5中還可以看出，級聯(lián)型逆變器輸出電平在60V到120V之間相互轉換時，會產生一個

圖5　輸入電壓不等時的仿真輸出電壓波形

圖6　輸入電壓相等時的實驗輸出電壓波形　圖7　輸入電壓不等時的實驗輸出電壓波形

過渡電平（0或180V），經過分析，是因為死區(qū)的原因產生的，如圖1所示，當級聯(lián)總輸出vo=60V時，即v2＝0，v3＝60V，對應功率管S21，S23,S31,S34導通，當輸出電平從此時的60V轉變到120V，即v2＝120V，v3＝0時，S23，S34關斷，由于死區(qū)時間，S24，S33不能立即導通，如果此時電感電流iL>0，iL將通過S23，S33的體二極管續(xù)流，使得v2＝v3＝0，所以出現(xiàn)了vo＝0V的過渡電平，當死區(qū)時間過后，S24，S33導通，vo＝120V。同樣當iL0時，會出現(xiàn)vo＝180V的過渡電平。這種過渡電平使得電感兩端的電壓變化幅度增大，從而導致電感電流與基準電流的誤差變大，所以輸出電壓的THD略微增大。所以如果能加上死區(qū)補償電路，輸出電壓的諧波會更少，波形質量會更好。

4．結論

通過選擇不同的級聯(lián)單元輸入電壓，可以輸出更多的電平數(shù)，使輸出波形諧波更少、更接近正弦波，從而提高逆變器的性能。