單電源儀表放大器電路圖
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儀表放大器將兩個(gè)信號(hào)的差值放大。典型的差模信號(hào)來(lái)自傳感器件,諸如電阻橋或熱電偶。圖1示出了儀表放大器的典型應(yīng)用,來(lái)自電阻橋的差模電壓被AD620（低功耗,低成本,集成儀表放大器）放大。在熱電偶和電阻橋的應(yīng)用中,差模電壓總是相當(dāng)?。◣缀练绞畮缀练?。而兩個(gè)輸入端輸入的同極性、同幅值的電壓約為2.5V,還有對(duì)測(cè)量無(wú)用的共模分量,所以理想的儀表放大器應(yīng)該放大輸入端兩信號(hào)的差值,任何共模分量都必須被抑制。事實(shí)上,抑制共模分量是使用儀表放大器的唯一原因。實(shí)踐中,儀表放大器從沒有徹底抑制掉共模信號(hào),輸出端總會(huì)有一些殘余成份。
共模抑制比（CMRR）是用來(lái)衡量共模信號(hào)被放大器抑制程度的一個(gè)綜合指標(biāo),它由下式定義
圖1 在一個(gè)典型的儀表放大器的應(yīng)用中,輸入共模電壓由來(lái)自橋的直流偏壓（VS/2）和輸入線中檢拾的任何共模噪聲組成。共模電壓的一部分總會(huì)出現(xiàn)在儀表放大器的輸出端。
式中的Gain是放大器的差模增益,Vcm是輸入端存在的共模電壓,Vout是輸入共模電壓在輸出端的結(jié)果。
代入具體值,如AD620集成儀表放大器所設(shè)置增益為10時(shí),CMRR為100dB,圖1中共模電壓為2.5V,由（1）式求出它在輸出端的電壓為250m V。有上面設(shè)定,注意到由輸入和輸出失調(diào)電壓所引起的輸出電壓約為1.5mV,這說(shuō)明作為誤差源,CMRR并沒有失調(diào)電壓重要。至此,只討論了直流信號(hào)的共模抑制比。
交流和直流共模抑制比
在圖1中,共模信號(hào)可以是穩(wěn)態(tài)的直流電壓（如來(lái)自電橋的2.5V電壓）,或是來(lái)自外部干擾。在工業(yè)應(yīng)用中,最普通的外部干擾從50Hz/60Hz輸電干線檢拾而來(lái)（例如來(lái)自led/' target='_blank'>照明燈,電機(jī)或任何在輸電干線上運(yùn)行的設(shè)備）。在不同的測(cè)量應(yīng)用中,儀表放大器輸入端的干擾基本相等,因此在這里干擾信號(hào)也被看作共模信號(hào),被疊加在輸入直流共模電壓上,在輸出端得到的是這個(gè)輸入共模信號(hào)的衰減形式,衰減程度取決于該頻率下的CMRR。
雖然直流失調(diào)電壓可以通過微調(diào)和校準(zhǔn)輕易除去,而輸出端的交流誤差卻很麻煩。例如,如果輸入回路從輸電干線檢拾到50Hz或60Hz的干擾,那么輸出端的交流電壓會(huì)降低整個(gè)應(yīng)用的分辨度。濾除干擾代價(jià)很昂貴,并且僅在對(duì)速度要求不高的應(yīng)用中才可行。顯然,整個(gè)頻率范圍內(nèi)的高共模抑制有助于減小外部共模干擾的影響。
所以,實(shí)踐中在整個(gè)頻率范圍內(nèi)來(lái)討論CMRR比討論它在直流時(shí)的情況要有意義得多。集成儀表放大器數(shù)據(jù)手冊(cè)列出了在50Hz/60Hz時(shí)的CMRR,圖解部分給出CMRR隨頻率變化的曲線（見圖2）。
圖2表明AD623（低價(jià)格集成儀表放大器）CMRR在頻率范圍內(nèi)變化的情況。100Hz以前保持平坦,之后（大于100Hz）開始下降,可以看出,50Hz/60Hz電網(wǎng)干擾會(huì)被很好的抑制。還要注意電網(wǎng)頻率的諧波干擾,在工業(yè)環(huán)境中,電網(wǎng)頻率諧波可以達(dá)到第七諧波（350Hz/420Hz）。此時(shí),CMRR降到大約90dB（增益為10）。這使得- 70dB的共模增益仍足以抑制大多數(shù)共模干擾。
不同結(jié)構(gòu)的儀表放大器
現(xiàn)在考察儀表放大器的不同結(jié)構(gòu),結(jié)構(gòu)的選擇和無(wú)源元件的精確度會(huì)影響交直流的CMRR。3.1 二運(yùn)放儀表放大器
圖3是一個(gè)基本二運(yùn)放儀表放大器的電路圖,差模增益可由式（2）給出
（2）
這里R1=R4,R2=R3,如果R1=10kΩ,R2=1kΩ,差模增益為11,從式（2）可知,根本不可能使編程增益為1。
3.1.1 二運(yùn)放儀表放大器的共模增益
直流共模電壓引起的輸出電壓由式（3）給出
運(yùn)用式（1）,可得電路的CMRR的表達(dá)式為
因?yàn)榉帜钢械碾娮璞瓤偸墙咏?,不需要考慮儀表放大器的增益,我們可得到,二運(yùn)放儀表放大器的CMRR隨差模增益的增加而增加。
在上述電阻網(wǎng)絡(luò)中,由于存在誤差,實(shí)際電阻值不可能完全等于標(biāo)稱值,即存在失配,可以將R1R3的實(shí)際值比它與R2R4之差值的百分率定義為失配。式（4）可以改寫為
式中Mismatch為失配率。
編程增益的四個(gè)電阻間的任何不匹配都會(huì)直接影響CMRR。在環(huán)境溫度下,精密的電阻網(wǎng)絡(luò)通過微調(diào)可以達(dá)到最大精確度。電阻的溫度漂移造成的任何失配都會(huì)加劇CMRR的降低。
顯而易見,高共模抑制的關(guān)鍵是電阻網(wǎng)絡(luò),因此電阻比和相對(duì)應(yīng)的漂移兩者都要很好的匹配,而電阻的絕對(duì)值和他們的絕對(duì)漂移卻不重要,關(guān)鍵在于匹配。
集成儀表放大器特別適合于增益編程電阻的比值匹配和溫度跟蹤。制作在硅片上的薄膜電阻的最初容差達(dá)到± 20%,制作過程中的激光修整使電阻間的比例誤差減小至0.01%。此外,各薄膜電阻值和溫度系數(shù)之間的相關(guān)變化很小,通常小于3×10- 6/℃。
圖4說(shuō)明在環(huán)境溫度下電阻失配的實(shí)踐結(jié)果。圖3中,電路CMRR的測(cè)量(增益為11)用到4個(gè)電阻,其失配約為0.1%(R1=9999.5Ω,R2=999.76Ω,R3=1000.2Ω,R4=9997.7Ω)。直流CMRR的值約為84dB（理論值為85dB）,當(dāng)頻率增加時(shí),CMRR迅速下降。圖4同時(shí)給出了電網(wǎng)干擾的輸出電壓的示波器波形。180Hz時(shí)200mV(峰-峰)諧波引起的輸出電壓約為800m V。由上述設(shè)定,一個(gè)輸入范圍為0～2.5V的12位數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)的1sb權(quán)重為610mV。 A1同相端的Vin- 信號(hào)經(jīng)A1后產(chǎn)生的相移或延時(shí)將導(dǎo)致Vin- 和A1的輸出信號(hào)間出現(xiàn)向量誤差,引起整個(gè)頻率范圍內(nèi)CMRR的降低。為保證一定的CMRR,Vin- 和A1輸出端的共模信號(hào)應(yīng)有相同的相位和幅度,這只有在A1沒有延時(shí)時(shí)才可能做到。選擇一個(gè)匹配的高速雙運(yùn)放可以擴(kuò)展頻率范圍,從而使CMRR保持平坦,但另一方面,高速運(yùn)放會(huì)檢拾外部高頻干擾。另一個(gè)解決方法是在A1的反相輸入端和地端之間接一個(gè)微調(diào)電容,缺點(diǎn)是必須手動(dòng)微調(diào)。 所以圖4的CMRR（在頻率范圍內(nèi)）受兩個(gè)截然不同的參數(shù)的影響。在低頻時(shí),CMRR與編程增益電阻的失配直接
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