運(yùn)算放大器電路的固有噪聲分析與測量（6）

第六部分：噪聲測量實(shí)例
作者：德州儀器 (TI) 高級應(yīng)用工程師 Art Kay

在第 5 部分我們介紹了不同類型的噪聲測量設(shè)備。我們將在第 6 部分討論與噪聲測量相關(guān)的參數(shù)和操作模式。在這里我們將列舉一些實(shí)際應(yīng)用的例子，來說明如何使用該設(shè)備對第 3 部分及第 4 部分所描述的電路進(jìn)行測量。

屏蔽：

測量固有噪聲時，消除外來噪聲源是很重要的。常見的外來噪聲源有：電源線路“拾取”（“拾取”是指引入外來噪聲，比如 60Hz 噪聲）、監(jiān)視器噪聲、開關(guān)電源噪聲以及無線通信噪聲。通常利用屏蔽外殼將所測電路放置于其中。屏蔽外殼通常由銅、鐵或鋁制成，而重要的是屏蔽外殼應(yīng)與系統(tǒng)接地相連。

一般來說，電源線纜和信號線纜是通過外殼上的小孔連接到屏蔽外殼內(nèi)電路的。這些小孔盡可能地小，數(shù)量也要盡可能地少，這一點(diǎn)非常重要。實(shí)際上，解決好接縫、接合點(diǎn)以及小孔的（電磁）泄露，就可以實(shí)現(xiàn)較好的屏蔽效果。 [1]

圖 6.1 舉例顯示了一種極易構(gòu)建且非常有效的屏蔽外殼，該屏蔽外殼是采用鋼漆罐制成的（這些材料可從絕大多數(shù)五金商店買到，而且價格也不高）。漆罐有緊密的接縫，并且罐蓋的設(shè)計可以使我們方便地接觸到所測電路。請注意，I/O 信號是采用屏蔽式同軸線纜進(jìn)行連接的，該同軸線纜采用 BNC 插孔-插孔式連接器將其連接到所測試的電路；BNC 插孔-插孔式連接器殼體與漆罐進(jìn)行電氣連接。外殼唯一的泄露路徑是將電源連接到所測電路的三個香蕉插頭 (banana connector)。為了實(shí)現(xiàn)最佳的屏蔽效果，應(yīng)確保漆罐密封緊固。

圖 6.2 為測試用漆罐裝配示意圖

檢測噪聲底限

一個常見的噪聲測量目標(biāo)是測量低噪聲系統(tǒng)或組件的輸出噪聲。通常的情況是，電路輸出噪聲太小，以至于絕大多數(shù)的標(biāo)準(zhǔn)測試設(shè)備都無法對其進(jìn)行測量。通常，會在所測試電路與測試設(shè)備之間放一個低噪聲升壓放大器 (boost amplifier)（見圖 6.3）。采用該種配置的關(guān)鍵是升壓放大器的噪聲底限要低于所測電路的輸出噪聲，從而使得所測電路噪聲能在測量中反映出來。經(jīng)驗(yàn)規(guī)則顯示，升壓放大器的噪聲底限應(yīng)比所測電路輸出端的噪聲小三倍。在下文中將給出該規(guī)則的理論解釋。在進(jìn)行噪聲測量時，對噪聲底限進(jìn)行檢測是特別重要的一個步驟。通常情況下，噪聲底限是通過將增益模塊或測量儀器的輸入短路而測得的。第 5 部分詳細(xì)闡述了不同類型設(shè)備的噪聲底限測量。若不能檢測出噪聲底限，通常會導(dǎo)致錯誤的結(jié)果。

噪聲底限說明

為獲得最佳測量結(jié)果，測量系統(tǒng)的噪聲底限相對于所測的噪聲水平而言，應(yīng)是可以忽略不計的。一個常用的經(jīng)驗(yàn)規(guī)則是確保噪聲底限至少比所測的噪聲信號小三倍。圖 6.5 顯示了如何對所測電路的噪聲輸出和噪聲底限進(jìn)行矢量增加操作 (add as vector)。圖 6.6顯示了假設(shè)所測噪聲比噪聲底限大三倍的誤差分析。使用該經(jīng)驗(yàn)規(guī)則所得出的最大誤差是 6%。若噪聲底限比所測噪聲小 10 倍，并進(jìn)行同樣的計算，則誤差將為 0.5%。

使用真有效值 (RMS) 表對OPA627 示例電路進(jìn)行測量

回憶一下在第 3 部分和第 4 部分我們分析了一款使用 OPA627 的非反相運(yùn)算放大器電路。現(xiàn)在我們將闡述如何使用一個真有效值 (RMS) 表對該噪聲進(jìn)行測量。圖 6.7 闡明了 OPA627 的測試配置。請注意，此測試配置的所測結(jié)果與第 3 部分和第 4 部分計算及模擬數(shù)值基本吻合（計算結(jié)果為 325uV，測量結(jié)果為 346uV）。圖 6.8 說明了噪聲測量的詳細(xì)步驟。

使用示波器測量 OPA627 示例電路

圖 6.9 顯示了如何使用一個示波器對第 3 部分和第 4 部分的電路進(jìn)行測量。使用時，觀察示波器上的噪聲波形并估計峰至峰數(shù)值。假設(shè)噪聲是呈高斯分布（也稱正態(tài)分布）的，則您可以將其除以 6，以獲得 RMS 噪聲的近似值（關(guān)于詳細(xì)情況見第 1 部分）。所測的示波器近似輸出為 2.4mVp-p，因此 RMS 噪聲為 2.4mVp-p/6=400uV rms。這與第 3 部分和第 4 部分的計算和模擬數(shù)值相比，有很好的一致性。（計算值為 325uV，測量值為 400uV）。

測量 OPA227 的低頻噪聲

許多產(chǎn)品說明書都規(guī)定了從 0.1 Hz 到 10 Hz 的峰至峰噪聲參數(shù)。這有效地給出了運(yùn)算放大器的低頻（也就是 1/f 噪聲）概念。在一些情況下將以示波器波形形式給出；而在其它情況下，則以參數(shù)表形式列出。圖 6.10 顯示了一種測量從 0.1Hz 到 10Hz 噪聲的有效方法。該電路采用了二階 0.1Hz 高通與四階 10Hz 低通串聯(lián)濾波器，增益為 100。所測設(shè)備 (OPA227) 置于高增益配置（噪聲增益=1001）下，因?yàn)轭A(yù)計 1/f 噪聲很小，并且必須放大到可用標(biāo)準(zhǔn)測試設(shè)備進(jìn)行測量的范圍內(nèi)。請注意，圖 6.10 中電路的總增益為 100100（也就是 100x1001）。因此，輸出信號應(yīng)除以 100100 以將信號復(fù)原到輸入。

圖 6.11 中所示電路的所測輸出如圖 6.12 所示。圖 6.12 為從 OPA227 產(chǎn)品說明書中截取的一張圖表。所測結(jié)果的范圍可除以總增益，以得出運(yùn)算放大器的輸入范圍（也就是，5mV/100100 = 50nV）。請注意，實(shí)際產(chǎn)品說明書曲線與期望的產(chǎn)品說明書曲線有很好的一致性。

低頻噪聲測量中的失調(diào)溫度漂移與 1/f 噪聲的關(guān)系

測量放大器 1/f 噪聲的一個難題是：我們通常很難將 1/f 噪聲與失調(diào)溫度漂移分離開來。請注意，在典型的實(shí)驗(yàn)室環(huán)境下，周圍環(huán)境溫度會有 ±3C 的波動。設(shè)備周圍的氣流會造成失調(diào)電壓的低頻變化，與 1/f 噪聲看上去很類似。圖 6.12 比較了 OPA132 在熱穩(wěn)定環(huán)境下與在典型實(shí)驗(yàn)室環(huán)境下的輸出。假設(shè)最壞情況下的運(yùn)算放大器漂移，在典型實(shí)驗(yàn)室環(huán)境下，失調(diào)電壓漂移將為 60uV 左右（根據(jù)產(chǎn)品說明書(10uV/C)(6C) = 60uV）。圖 6.12 中的放大器增益為 100，因此輸出漂移的近似值為 6mV（即 (60uV)(100) = 6mV）。

將失調(diào)電壓漂移的效應(yīng)從 1/f 噪聲中分離開來的一種方法是將所測設(shè)備置入一個熱穩(wěn)定環(huán)境中。該環(huán)境必須在整個測量過程中，都保持設(shè)備的溫度恒定（變化范圍在 ±0.1C 內(nèi)），并且也應(yīng)盡可能減少溫度梯度。實(shí)現(xiàn)該目的的一個簡單方法是將電子惰性填充液注入到漆罐中，并在整個測試過程中都將設(shè)備浸在液體中。熱傳導(dǎo)氟化液通?？捎糜谠擃愋偷臏y試，因?yàn)樗鼈兊碾娮韬芨撸瑹嶙杩挂埠芨?。并且，它們也是生物惰性材料，并且無毒性[2]。

測量 OPA627 的噪聲頻譜密度曲線

正如我們在本叢書中見到的，在噪聲分析中頻譜密度參數(shù)是一種特別重要的工具。盡管絕大多數(shù)的產(chǎn)品說明書都提供了該信息，但工程師有時也會進(jìn)行實(shí)際測量，以驗(yàn)證公布的數(shù)據(jù)。圖 6.14 中的電路顯示了一種簡單的測試結(jié)構(gòu)，可以對電壓噪聲頻譜密度進(jìn)行測量。

請注意，用于本測量的頻譜分析儀的帶寬是從 0.064Hz 到 100kHz。這樣的帶寬范圍可對許多放大器的 1/f 區(qū)和寬帶區(qū)進(jìn)行特征測量。此外，請注意頻譜分析儀內(nèi)部配置為直流耦合模式，而不是交流耦合模式，因?yàn)樗南孪藿刂诡l率為 1Hz，1/f時的讀數(shù)精度不高。然而，還是應(yīng)將運(yùn)算放大器電路與頻譜分析儀進(jìn)行交流耦合，因?yàn)橄鄬υ肼晛碚f，直流失調(diào)電壓很大。因此，運(yùn)算放大器電路結(jié)合使用外部耦合電容 C1 和頻譜分析儀的輸入阻抗 R3 進(jìn)行交流耦合。該電路的下限截止頻率為 0.008Hz（這對我們的 1/f 測量不會造成干擾，因?yàn)轭l譜分析儀的最小頻率為 0.064Hz）。請注意 C1 實(shí)際上是并聯(lián)的多個陶瓷電容（不推薦在本應(yīng)用中使用電解質(zhì)電容和鉭電容）。

圖 6.14 中放大器配置的另一個考慮因素是反饋網(wǎng)絡(luò)的值。第 3 部分中我們說過并聯(lián) R1 和 R2 (Req = R1||R2) 用于熱噪聲和偏置電流噪聲的計算。該阻抗的數(shù)值應(yīng)最小化，以使得所測噪聲為運(yùn)算放大器電壓噪聲（也就是說，偏置電流噪聲和電阻熱噪聲的影響可忽略不計）。

在所有的噪聲測量中，要檢驗(yàn)頻譜分析儀的噪聲底限是否小于運(yùn)算放大器電路。圖 6.14 所示例子中，放大器的增益是 100，以將輸出噪聲提高到頻譜分析儀的噪聲底限之上。請謹(jǐn)記該配置會限制高頻帶寬（帶寬=增益帶寬乘積/增益=16MHz/100=160kHz），從而，噪聲頻譜密度曲線將在較低頻率時呈現(xiàn)下降趨勢。圖 6.14 中的例子并不受這一問題的影響，因?yàn)楦哳l下降趨勢在頻譜分析儀帶寬之外產(chǎn)生（噪聲頻譜下降趨勢出現(xiàn)在 160kHz，而頻譜分析儀的最大帶寬是 100kHz）。

圖 6.15 顯示了頻譜分析儀的測量結(jié)果。請注意，數(shù)據(jù)是在數(shù)個不同的頻率范圍采集的（0.064 Hz 到 10 Hz，10 Hz 到 1 kHz，以及 1 kHz 到 100 kHz）。這是因?yàn)楸纠械念l譜分析儀使用了線性頻率掃描對數(shù)據(jù)進(jìn)行采集。例如，如果每隔 0.1Hz 采集一個數(shù)據(jù)點(diǎn)，則在低頻時精度將太差，而在高頻時精度又將超出要求。并且在寬泛的頻率范圍內(nèi)使用低精度也要求特別多的數(shù)據(jù)點(diǎn)（比如，0.1Hz 的精度與 100kHz 的帶寬要求 1x106 點(diǎn)）。另一方面，如果您對不同的頻率使用不同的精度，則您可以在每個頻率范圍內(nèi)均獲得很好的精度，而不需要使用特別多的數(shù)據(jù)點(diǎn)。例如，從 0.064 Hz 到 10 Hz 的精度可設(shè)置為 0.01Hz，而從 1kHz 到 100kHz 的精度則可設(shè)置為 100Hz。

圖 6.16 突出了在頻譜分析儀測量結(jié)果中的常見異常。第一個異常是來自外部的噪聲拾取。本例特別顯示了 60Hz 以及 120Hz 時的噪聲拾取。頻譜分析儀的內(nèi)部振蕩器也會產(chǎn)生噪聲。在理想的環(huán)境下，通過屏蔽，可以將噪聲拾取降到最小。不過，實(shí)際中噪聲拾取通常是不可避免的。關(guān)鍵問題在于要確定頻譜中的噪聲“脈沖”是不是由噪聲拾取引起的，或者是確定其是不是設(shè)備固有噪聲頻譜密度的組成部分。

圖 6.15 中所示的頻譜密度曲線中的另一個常見異常是在給定測量頻率范圍內(nèi)，最小頻率處產(chǎn)生的相對較大的誤差。為了更好地理解該誤差，我們可以認(rèn)為頻譜測量是通過在整個頻譜內(nèi)掃描帶通濾波器完成的。例如，假設(shè)頻率范圍是從 1Hz 到 1kHz，并且?guī)V波器的分辨率帶寬是 1Hz。在該頻率范圍內(nèi)，帶通濾波器的分辨率帶寬在高頻處相對較窄，而在低頻處相對較寬。現(xiàn)在可以考慮帶通濾波器的邊緣在低頻時從 1/f 噪聲引入較大誤差。圖 6.17 圖示了該誤差。

理解不同的測量異常可以對誤差進(jìn)行矯正。比如，通過在幾個頻率范圍上測量數(shù)據(jù)，并在頻率范圍低端去掉幾個數(shù)據(jù)點(diǎn)，您可以得出更精確的結(jié)果。在我們的例子中，從 0.0625 Hz 到 10 Hz 的頻率范圍與 10 Hz 到 1 kHz 的頻率范圍交迭。（10Hz, 1kHz）頻率范圍包含了一些 10Hz 以下的錯誤數(shù)據(jù)，因此要去掉這些錯誤數(shù)據(jù)。在頻譜密度測量中可以省略掉噪聲拾取（比如，60Hz 的噪聲），因?yàn)樗皇沁\(yùn)算放大器固有噪聲的組成部分。

圖 6.18 顯示了本例所測量的噪聲頻譜密度曲線，去掉了異常讀數(shù)。圖 6.18 中的數(shù)據(jù)還要除以所測電路增益，以使頻譜密度指示運(yùn)算放大器輸入。最后，對數(shù)據(jù)進(jìn)行了平均。

將 OPA627 的頻譜密度測量與產(chǎn)品說明書中的曲線進(jìn)行比較，我們發(fā)現(xiàn)了一個有趣的結(jié)果。寬帶噪聲的測量結(jié)果和產(chǎn)品說明書中的參數(shù)非常吻合，但是 1/f 噪聲測量則與參數(shù)有很大不同。事實(shí)上，1/f 噪聲與參數(shù)的偏差并不令我們感到很意外。在本叢書的第 7 部分，我們將詳細(xì)討論這一問題。

總結(jié)和展望：

在本文中我們列舉了幾個不同的噪聲測量例子。這些例子中所表明的方法可用于絕大多數(shù)的常規(guī)模擬電路。在第 7 部分中，我們將討論與運(yùn)算放大器內(nèi)部設(shè)計相關(guān)的問題。理解運(yùn)算放大器內(nèi)部噪聲的基本關(guān)系將有助于電路板以及系統(tǒng)層面的設(shè)計人員對絕大多數(shù)產(chǎn)品說明書中都未明確的噪聲特征有很好的認(rèn)識。特別是，我們將討論在最壞情況下的噪聲、噪聲漂移，以及 CMOS 和 Bipolar 電路的區(qū)別。

感謝

特別感謝 TI 的技術(shù)人員，感謝他們在技術(shù)方面所提供的真知灼見。這些技術(shù)人員包括：

·高級模擬 IC 設(shè)計經(jīng)理 Rod Burt
·設(shè)計工程經(jīng)理 Jerry Doorenbos
·應(yīng)用工程經(jīng)理 Tim Green
·剛剛故去的 Mark R. Stitt

參考書目與信息

[1] 《電子系統(tǒng)的噪聲抑制技術(shù)》，作者：Henry W. Ott ，第二版，由約翰威立父子出版公司 (John Wiley Sons Inc.) 出版。
[2] http://www.solvaysolexis.com/

關(guān)于作者：

Arthur Kay 現(xiàn)任 TI 的高級應(yīng)用工程師，負(fù)責(zé)傳感器信號調(diào)節(jié)器件的支持工作。他于 1993 年畢業(yè)于喬治亞理工學(xué)院 (Georgia Institute of Technology)，獲電子工程碩士學(xué)位。他曾在 Burr-Brown 與 Northrop Grumman 公司擔(dān)任過半導(dǎo)體測試工程師。