驗證全橋逆變器雙Buck型調制研究系統的正確性

全橋逆變器雙Buck型調制，不增加拓撲結構復雜程度，保留了雙降壓半橋逆變器(DBHBI)無橋臂直通的優(yōu)點，克服了直流電壓利用率低等缺點。采用電流瞬時值反饋SPWM控制策略，給出了該雙Buck型調制工作的原理，分析了其實現方法，通過仿真和實驗驗證了系統的正確性。

1 引言

隨著可再生能源在世界范圍內的發(fā)展，逆變器系統作為新能源與電網的接口設備越來越受到關注，提高開關頻率和實現高效率是目前研究的主要方向。全橋雙Buck型控制模式在不增加拓撲結構復雜程度基礎上，克服了傳統橋式逆變器存在的橋臂直通問題，避免了加入死區(qū)造成輸出波形的畸變現象，具有高可靠性。工作在單極性調制方式下，輸出波形的諧波含量較小。

2 并網逆變器的系統原理

2.1 系統結構

并網逆變器系統結構如圖1所示。直流側輸入電壓為350 V，由太陽能光伏陣列經DC/DC升壓電路獲得。逆變橋輸出經濾波器和并網開關S連接到電網上。當S閉合時，逆變器輸出與電網連接，負載上的電壓由電網維持，并網功率的大小由并網電流決定。系統的控制算法由TMS3 20LF2808型DSP實現，當捕捉引腳檢測到電網電壓正向過零點時，啟動內部并網控制算法程序，實現對電網頻率的鎖相跟蹤，并經過運算，產生逆變器并網運行所需要的驅動信號，控制逆變器的開關動作，使逆變器實現單位功率因數并網運行。

2.2 雙Buck型調制模式的工作原理

雙Buck型調制模式不僅具有半橋型逆變器無需設置死區(qū)時間的優(yōu)點，而且解決了傳統半橋逆變器(CHBI)因加入死區(qū)而引起的輸出波形畸

變問題，上述內容中提到的雙極性的缺點在該方案中也不存在，而且每半個周期內只有一個開關管在高頻斬波，在一定程度上減小了開關損耗，提高了逆變器效率。

雙Buck型調制模式即每半個周期的工作情況都類似于一個Buck電路，工作原理簡單描述為：

(1)電感電流為正方向時，VS1開通，VS2，VS3關斷，VS4斬波。當VS4開通時，VS1，L1，L2，RL，VS4構成閉合回路;當VS4關斷時，VS1，L1，L2，RL，VD3構成閉合回路，電路通過VD3續(xù)流。

(2)電感電流為負方向時，VS3開通，VS1，VS4關斷，VS2斬波。當VS2開通時，VS3，RL，L1，L2，VS2構成閉合回路。當VS2關斷時，VS1，L1，L2，RL，VD1構成閉合回路，電路通過VD，續(xù)流。2.3 調制方案

逆變器并網目標是逆變器輸出高質量的正弦電流，使其與電網電壓同頻同相位。電流控制方法一般采用電流瞬時值SPWM控制方式和電流滯環(huán)控制方式。前者是將與電網電壓同頻同相的基準信號iref與實際電感電流反饋信號iL進行比較，其差值經PR調節(jié)后與三角波(或鋸齒波)進行比較，從而輸出SPWM驅動信號。與電流滯環(huán)控制方式相比，電流瞬時值SPWM控制方式具有固定的開關頻率，因此網側輸出濾波電感設計相對容易。

雙Buck型調制模式屬于單極性調制，相對于雙極性調制，該方法調制諧波分量小，易于消除，開關損耗小。這里采用電流瞬時值反饋SPWM控制策略，其調制原理如圖2所示。

3 仿真與實驗

此處利用PSIM軟件對電路進行仿真，其中Udc=350 V，ug為220V/50 Hz，額定功率P=2 kW，參考電流iref=12.86A，開關頻率fs=20 kHz。L1=1.2 mH，L2=0.22 mH，C=2μF。圖3為仿真波形。

由圖3a可知，該調制方案輸出的電網電流波形質量較好，達到了并網