Power Trench MOSFET讓更高功率密度成可能

引言

對(duì)于現(xiàn)代的數(shù)據(jù)與電信電源系統(tǒng)，更高的系統(tǒng)效率和功率密度已成為核心焦點(diǎn)，因?yàn)樾⌒透咝У碾娫聪到y(tǒng)意味著節(jié)省空間和電費(fèi)賬單。

從拓?fù)涞慕嵌葋?lái)看，同步整流器的傳導(dǎo)損耗和開(kāi)關(guān)損耗都更低，能夠提高這些轉(zhuǎn)換級(jí)的效率，因而是開(kāi)關(guān)模式電源次級(jí)端的基本構(gòu)建模塊，在服務(wù)器電源或電信整流器等低壓及大電流應(yīng)用中非常流行。如圖1所示，它取代了肖特基整流器，可使電壓降變得更小。從器件角度來(lái)看，過(guò)去十年中，功率MOSFET晶體管的進(jìn)展巨大，催生出了新穎的拓?fù)浜透吖β拭芏入娫础?0世紀(jì)早期平面技術(shù)問(wèn)世之后，中低電壓MOSFET迅速被開(kāi)發(fā)出來(lái)，利用溝槽柵技術(shù)來(lái)大幅提高性能。溝槽柵MOSFET是中低電壓電源應(yīng)用的首選功率器件，其把一個(gè)柵極結(jié)構(gòu)嵌入到精心蝕刻在器件結(jié)構(gòu)上的溝槽區(qū)域中。這種新技術(shù)可以提高溝槽密度，并無(wú)需JFET阻抗元件，因此能夠使特征導(dǎo)通阻抗降低30%左右。當(dāng)MOSFET的導(dǎo)通阻抗與漏極電流的乘積小于二極管正向電壓降時(shí)，同步整流的能量損耗降低。

不過(guò)，在同步整流方面，低導(dǎo)通阻抗并非電源開(kāi)關(guān)的唯一要求。為了降低驅(qū)動(dòng)損耗，這些器件的柵極電荷也應(yīng)該很小。軟體二極管的反向恢復(fù)特性有助于削弱電壓尖刺的峰值，從而降低緩沖電路損耗。另外，還有輸出電荷QOSS和反向恢復(fù)電荷Qrr造成的開(kāi)關(guān)損耗。因此，中低壓MOSFET的關(guān)鍵參數(shù)，如RDS(ON)、QG、QOSS、Qrr和反向恢復(fù)特性，直接影響到同步整流系統(tǒng)的效率。被稱為PowerTrench MOSFET的新型中壓功率MOSFET，則針對(duì)同步整流進(jìn)行了高度優(yōu)化，可為服務(wù)器電源或電信整流器提供更高的效率和功率密度。

針對(duì)同步整流進(jìn)行優(yōu)化的功率MOSFET

在開(kāi)關(guān)模式電源中，RDS(ON)×QG FOM（品質(zhì)因數(shù)）一般被視為衡量MOSFET性能的唯一重要的指標(biāo)。因此，已經(jīng)開(kāi)發(fā)出數(shù)項(xiàng)提高RDS(ON)×QG FOM的新技術(shù)。雖然這些年來(lái)MOSFET技術(shù)和單元結(jié)構(gòu)經(jīng)歷了巨大的革新，但MOSFET垂直單元結(jié)構(gòu)大致仍可分為三類(lèi)：平面型、溝槽型和橫向型。在這三類(lèi)結(jié)構(gòu)中，溝槽柵MOSFET已成為BVDSS200V的高性能分立式功率MOSFET的主流。這主要是因?yàn)檫@種器件不僅特征導(dǎo)通阻抗特別低，而且能夠在BVDSS范圍內(nèi)獲得出色的RDS(ON)×QG品質(zhì)因數(shù)（FOM）。

溝槽柵結(jié)構(gòu)可以大幅減小溝槽阻抗（Rchannel）和JFET阻抗（RJFET），而對(duì)低壓MOSFET（BVDSS200V）來(lái)說(shuō)，JFET阻抗正是造成導(dǎo)通阻抗的主要原因。溝槽結(jié)構(gòu)能夠提供最短的漏-源電流路徑（垂直），以此降低RDS(ON)，利用這種醒目的優(yōu)勢(shì)，無(wú)需任何JFET夾斷效應(yīng)（pinch-off effect）即可提高單元密度。每個(gè)區(qū)域的相關(guān)阻抗所占的百分比差異很大，取決于具體的設(shè)計(jì)與BVDSS。盡管降低傳導(dǎo)損耗必需要降低RDS(ON)，但必須考慮到更高的FOM，對(duì)現(xiàn)有最優(yōu)化結(jié)構(gòu)的溝槽深度和寬度進(jìn)行權(quán)衡折衷。標(biāo)準(zhǔn)溝槽單元常常有一些變體設(shè)計(jì)，旨在保持低阻抗，同時(shí)提高FOM。圖2所示的傳統(tǒng)溝槽柵結(jié)構(gòu)通過(guò)增加溝槽的寬/長(zhǎng)比來(lái)獲得更低的導(dǎo)通阻抗。為了提高開(kāi)關(guān)性能，增大CGS/CGD比，隨之業(yè)界又開(kāi)發(fā)出了在溝槽底部生長(zhǎng)一層厚氧化層的技術(shù)，如圖3所示。

這種方案不僅有助于減小柵-漏疊加電容CGD，還能改善漂移區(qū)阻抗。此外，它也有利于降低導(dǎo)通阻抗與柵極電荷，因?yàn)楝F(xiàn)在可以一方面通過(guò)薄柵極氧化層來(lái)獲得更低的Vth與導(dǎo)通阻抗，同時(shí)又還可以在溝槽底部采用加厚氧化層以獲得最低的CGD。還有一種技術(shù)就是采用電荷平衡或超級(jí)結(jié)器件結(jié)構(gòu)。它最初是針對(duì)高壓器件開(kāi)發(fā)的，現(xiàn)在也可用于低壓器件。利用電荷平衡方案，可以在漂移區(qū)獲得兩維電荷耦合，因而能夠在漂移區(qū)采用更高的摻雜濃度，最終降低漂移阻抗。相比前代技術(shù)，這種新型中壓功率MOSFET不僅在特征阻抗方面有大幅度改進(jìn)，同時(shí)其原本相當(dāng)出色的開(kāi)關(guān)特性也得到進(jìn)一步提高。

除了RDS(ON)和QG之外，同步整流結(jié)構(gòu)中的其它參數(shù)，如體二極管反向恢復(fù)、內(nèi)部柵極阻抗以及MOSFET的輸出電荷（QOSS），現(xiàn)在也變得更具相關(guān)性。在開(kāi)關(guān)頻率和輸出電流較高時(shí)，這些損耗元件的重要性便更為明顯。飛兆半導(dǎo)體的中壓MOSFET產(chǎn)品現(xiàn)在開(kāi)始針對(duì)二極管反向恢復(fù)以及輸出電容的最小化進(jìn)行優(yōu)化。

同步整流的功耗

電源開(kāi)關(guān)的主要功耗是傳導(dǎo)損耗和開(kāi)關(guān)損耗。此外還有輸出電容引起的電容性損耗、漏電流造成的關(guān)斷狀態(tài)（off-state）損耗、反向恢復(fù)損耗和驅(qū)動(dòng)損耗。在高壓大功率應(yīng)用中，這些損耗常常被忽略；而對(duì)于數(shù)瓦的應(yīng)用，眾所周知電容性損耗可能高達(dá)總功耗的50%以上。必須注意的一點(diǎn)是，漏電流超標(biāo)的不合格器件可能導(dǎo)致熱耗散故障，尤其是在環(huán)境溫度高的情況下，然而這是很常見(jiàn)的事。在低壓應(yīng)用中，驅(qū)動(dòng)損耗可占總功耗的很大部分，因?yàn)橄啾雀邏洪_(kāi)關(guān)，低壓開(kāi)關(guān)的傳導(dǎo)損耗非常小。在輕負(fù)載條件下，傳導(dǎo)損耗極小，驅(qū)動(dòng)損耗更為重要。隨著電腦節(jié)能拯救氣候行動(dòng)（Climate Savers Computing Initiative）等新的效率規(guī)范的推出，驅(qū)動(dòng)損耗成為輕載效率的關(guān)鍵因素。驅(qū)動(dòng)損耗可通過(guò)下式求得。

公式1

開(kāi)關(guān)頻率和柵極驅(qū)動(dòng)電壓屬于設(shè)計(jì)參數(shù)，而柵極電荷值則由數(shù)據(jù)手冊(cè)提供。同步整流與二極管整流器的一個(gè)不同之處是，MOSFET是一種雙向器件。圖5顯示了一般情況下，在傳導(dǎo)期間從源極到漏極流經(jīng)MOSFET溝槽的電流，以及在死區(qū)時(shí)間內(nèi)流經(jīng)體二極管的電流。由于同步整流中，體二極管的導(dǎo)通先于柵極導(dǎo)通，故同步開(kāi)關(guān)可以采用零電壓開(kāi)關(guān)技術(shù)。由于同步整流中，軟開(kāi)關(guān)在開(kāi)關(guān)導(dǎo)通和關(guān)斷瞬間工作，dVds/vt為零。因此，CGD（因dVds/dt）的電容性電流也為零。

鑒于這種順序，應(yīng)該謹(jǐn)慎選擇式1中的柵極電荷值。由于導(dǎo)通瞬間同步開(kāi)關(guān)上無(wú)電壓，這時(shí)不會(huì)發(fā)生“米勒效應(yīng)”。因此，得到的柵極電荷值近似等于總柵極電荷QG減去柵極電荷的柵漏極部分QGD。不過(guò)，這仍然是對(duì)驅(qū)動(dòng)損耗的樂(lè)觀估計(jì)，實(shí)際中，同步開(kāi)關(guān)的柵極電荷值并不等于簡(jiǎn)單的QG-QGD估算值，這是因?yàn)樵谕秸髦?，漏極和源極之間存在一個(gè)負(fù)偏壓，而數(shù)據(jù)手冊(cè)中的QG和QGD是利用正偏壓測(cè)得的。而且，Vth以下的QSYNC曲線類(lèi)似于Vth以上的斜線，因?yàn)橥秸髦?，零電壓開(kāi)關(guān)期間這兩個(gè)區(qū)域的漏源電壓都為零。同步整流的柵極電荷QSYNC可利用圖6所示的簡(jiǎn)單電路，并在Q1和Q2上加載適當(dāng)?shù)尿?qū)動(dòng)信號(hào)來(lái)測(cè)得。

利用已知的電阻值，可通過(guò)下式求得QSYNC，這樣就可以更準(zhǔn)確地估算出柵極驅(qū)動(dòng)功耗。同步整流中，QSYNC較小，器件的性能也較好。如圖7所示，同步整流的功率MOSFFET的柵-源電壓上無(wú)平坦區(qū)。

公式2

在同步整流中，要降低QSYNC，CGS(Ciss-Crss)是更加關(guān)鍵的因數(shù)。如圖8所示，由于設(shè)計(jì)優(yōu)化，相比4.5毫歐的競(jìng)爭(zhēng)產(chǎn)品，3.6毫歐PowerTrench MOSFET的CGS大幅度減小。如表1所示，相比4.5毫歐和3.0毫歐的競(jìng)爭(zhēng)器件，3.6毫歐PowerTrench MOSFET的QSYNC分別降低了22%和59%。圖9對(duì)柵極驅(qū)動(dòng)電壓為10V，開(kāi)關(guān)頻率為100kHz的27V同步整流級(jí)的驅(qū)動(dòng)損耗和傳導(dǎo)損耗之比進(jìn)行了計(jì)算和比較。這里有兩個(gè)同步開(kāi)關(guān)，在10%的負(fù)載條件下，3.0毫歐競(jìng)爭(zhēng)產(chǎn)品的驅(qū)動(dòng)損耗是傳導(dǎo)損耗的兩倍。

數(shù)據(jù)手冊(cè)上規(guī)定的二極管反向恢復(fù)時(shí)間（Trr）和反向恢復(fù)電荷（Qrr）一般用于正向開(kāi)關(guān)損耗的計(jì)算。在利用數(shù)據(jù)手冊(cè)上的Qrr值來(lái)計(jì)算損耗時(shí)，須注意一點(diǎn)：體二極管的反向恢復(fù)電流是許多參數(shù)的函數(shù)，比如正向電流IF、反向恢復(fù)diF/dt、DC總線電壓和結(jié)溫Tj，其中任何一個(gè)參數(shù)的增加都會(huì)導(dǎo)致Qrr的提高。數(shù)據(jù)手冊(cè)上的條件通常比典型的轉(zhuǎn)換器工作條件低。由于開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器需盡可能快地對(duì)功率MOSFET進(jìn)行轉(zhuǎn)換，邊緣速率，如diF/dt，可能比數(shù)據(jù)手冊(cè)上的條件快10倍之多，從而使同步整流的Qrr大大增加。

輸出電荷Qoss和反向恢復(fù)電荷Qrr在關(guān)斷開(kāi)關(guān)的同時(shí)也造成損耗。因此，Coss和Qrr產(chǎn)生的功耗可通過(guò)下式求得。

公式3

公式4

開(kāi)關(guān)上的電壓尖刺

把有害電壓尖刺降至最小的一般原則是采用短而厚的電路板以及最小的電流回路。然而，由于尺寸和成本的限制，做到這些并不容易。有時(shí)，設(shè)計(jì)人員必需考慮到機(jī)械結(jié)構(gòu)的問(wèn)題，如散熱器和風(fēng)扇；有時(shí)鑒于成本限制因素，不得不使用單面印制電路板。緩沖電路可作為一種可行的替代方案，用來(lái)在最大額定漏源電壓范圍內(nèi)管理電壓尖刺。這種情況下，額外的功耗是無(wú)法避免的。此外，輕載下緩沖電路本身產(chǎn)生的功耗也不可忽視。除了電路板參數(shù)之外，器件的特性也對(duì)電壓尖刺電平有影響。在同步整流中，一個(gè)主要的器件相關(guān)參數(shù)是反向恢復(fù)期間的體二極管軟度因子（softness）。基本上，二極管的反向恢復(fù)特性是由設(shè)計(jì)決定的。有好幾個(gè)控制輸入對(duì)反向恢復(fù)產(chǎn)生影響，如結(jié)溫、di/dt和正向電流水平。但是，當(dāng)條件固定時(shí)，二極管總是表現(xiàn)出相同的行為。因此，器件的評(píng)估結(jié)果對(duì)評(píng)測(cè)系統(tǒng)的運(yùn)作情況非常有用。圖10所示為兩個(gè)不同器件（但有極其相似的額定值）的反向恢復(fù)波形。

在反向恢復(fù)電流波形中，從零到峰值反向電流的這段時(shí)間被稱為ta。tb則定義為從峰值回到零的時(shí)間。軟度因子定義為tb/ta。一個(gè)軟器件的軟度因子大于1，而當(dāng)其軟度因子小于1時(shí)，該器件被認(rèn)為是“snappy（活躍的）”。從圖10可看出，反向恢復(fù)期間snappy二極管的峰值電壓較大。當(dāng)所有條件都相同時(shí)，snappy二極管的電壓尖刺總是比較高，因此會(huì)在緩沖電路中造成額外的損耗。輕載條件下，這一點(diǎn)可能比把導(dǎo)通阻抗RDS(on)減小1毫歐還要來(lái)得重要。圖11所示為諧振頻率為400kHz的500W PSFB DC-DC轉(zhuǎn)換器中軟器件與snappy器件的工作波形。軟器件的峰值電壓比snappy器件的小10%，從而可使緩沖電路的功耗降低30%，系統(tǒng)效率提高0.5%。盡管軟器件的RDS(on)比snappy器件的要高25%，但在20%負(fù)載條件下，二者的效率分別為94.81%與94.29%。滿載下兩個(gè)器件的效率相同。

總結(jié)

為同步整流創(chuàng)建更高效的電源開(kāi)關(guān)，低RDS(on)不是唯一的要求。隨著輕載效率的重要性增強(qiáng)，柵極驅(qū)動(dòng)損耗和緩沖電路損耗變?yōu)槭种匾膿p耗因素。因此，低QSYNC和軟二極管成為獲得更高同步整流效率的至關(guān)重要的特性。不過(guò)，RDS(ON)仍然是應(yīng)用的關(guān)鍵參數(shù)。圖12所示為帶同步整流的800W PSFB中，在不同負(fù)載和不同器件條件下，不同元件的相關(guān)功耗。由于在10%負(fù)載條件下的驅(qū)動(dòng)損耗和輸出電容性損耗更低，3.6毫歐PowerTrench MOSFET的總功耗比3.0毫歐競(jìng)爭(zhēng)產(chǎn)品減小43%。此外，3.6毫歐PowerTrench MOSFET的功耗主要源于滿負(fù)載條件下的傳導(dǎo)損耗，因此其功耗比4.7毫歐競(jìng)爭(zhēng)產(chǎn)品的更低。從圖12總結(jié)的損耗分析可明顯看出，由于3.6毫歐PowerTrench MOSFET進(jìn)行了設(shè)計(jì)優(yōu)化，故可以大幅降低滿載和輕載條件下的功耗。