級聯(lián)多電平逆變器特性研究

　　因此，在三相系統(tǒng)中pd型系統(tǒng)是最優(yōu)的。對于單相逆變器，apod配置電壓諧波最小。

　　實際中，由于在混聯(lián)電路中，不同逆變單元中采用的器件不一樣，為了充分利用器件的開關(guān)特性，因此調(diào)制波不變，而載波的頻率可以設(shè)置的不一樣，大功率器件采用較低頻率的載波，較小功率的器件采用較高頻率的載波，如圖12（b）所示。這樣既充分利用了器件，又提高了輸出波形質(zhì)量。

　　3.3 開關(guān)頻率優(yōu)化pwm法（switch frequency optimal—sfopwm）［8］

　　開關(guān)頻率優(yōu)化pwm法與shpwm法類似，這種方法，它們的載波要求相同，但sfopwm的正弦調(diào)制波中注入了零序分量，使調(diào)制比增大。對于一個三相系統(tǒng)，這個零序分量是三相正弦波瞬態(tài)最大最小值的平均值。所以sfopwm法的調(diào)制波是通常的三相正弦波減去零序分量后所得到的波形，零序分量和三相調(diào)制波的計算公式如下：

　　vzero=（max（va，vb，vc）+min（va，vb，vc））/2

　　va＊=va－vzero

　　vb＊=vb－vzero

　　vc＊=vc－vzero

　　該方法只適用于三相系統(tǒng)，因為注入的零序分量在單相系統(tǒng)統(tǒng)中無法相互抵消，從而在輸出波形中存在三次諧波，如圖13所示。也有人把開關(guān)頻率優(yōu)化pwm法和三角波移相pwm法結(jié)合產(chǎn)生新的ps-sfopwm法，該法特點：在相同的開關(guān)頻率下，等效開關(guān)頻率提高了很多倍，因而諧波大大減小，電壓調(diào)制比提高了1.15倍。

　　3.4 直接脈寬調(diào)制法［47］［49］

　　根據(jù)三相參考電壓直接確定在一個控制周期內(nèi)的開關(guān)函數(shù)，并計算各個開關(guān)函數(shù)的作用時間，最后合成逆變器的pwm脈沖輸出。

　　特點：不需定義載波信號和空間電壓矢量，與前幾種方法相比，算法簡單，數(shù)字實現(xiàn)容易，占機內(nèi)存小，在原理上體現(xiàn)了pwm的伏秒平均等效原則。這種方法適合于各種電平，電平數(shù)的增加并不增加算法的復雜性和計算量，且不受拓撲結(jié)構(gòu)的限制。

　　3.5 多電平最優(yōu)空間電壓矢量法［50］

　　不管多電平的電平數(shù)為多少，首先借助于電平圓整的方法，將成百上千的待選矢量限制在接近于參考矢量的8個矢量，然后將這8個矢量與參考矢量逐一對比，最接近的參考矢量既為最優(yōu)空間矢量，從而得到三相最優(yōu)電平輸出。

　　該法特點：微機執(zhí)行的時間與電平數(shù)無關(guān)。當電壓較高時，電平數(shù)較多有較大優(yōu)勢，開關(guān)頻率低，線電壓總諧波含量低，優(yōu)于多載波pwm法。

　　3.6 混合pwm法［23］［37］［53］

　　本方法主要針對非對稱混聯(lián)逆變電路。為了實現(xiàn)輸出電壓波形的連續(xù)調(diào)幅，需要對多電平電路進行pwm控制。同時為了降低脈沖階躍幅度帶來的電磁干擾，連續(xù)調(diào)幅時產(chǎn)生的脈沖不超過1v。圖14為23型3級h橋非對稱混聯(lián)逆變電路（三個級聯(lián)單元的直流電壓比為1:2：4）的混合pwm調(diào)制方法示意圖。首先對電壓為2v和4v單元按圖14（a）中的iii、iv波形進行驅(qū)動，然后將i中正弦調(diào)制波和iii、iv波形相減，得到1v單元的調(diào)制波ii。再用ii和三角載波進行調(diào)制，形成1v單元的pwm驅(qū)動波形，如圖14（b）所示。顯然，該法只對1v單元進行了pwm調(diào)制，因此在選擇器件時，就可以在2v和4v單元使用低頻大功率器件，如igct;而在1v的pwm單元采用高頻小功率器件。

　　文章同時對該法的擴展進行了研究，為了降低脈沖階躍帶來的電磁干擾及消除高次諧波，提出了“1＋33”或“2+33”等混聯(lián)逆變電路實現(xiàn)方案。

　　4 級聯(lián)多電平逆變器的其他問題

　　4.1 級聯(lián)多電平逆變器的功率平衡［6］［10］［28］［31］［45］［46］［51］

　　在多橋串聯(lián)的級聯(lián)對稱逆變器中，從長期運行的角度看，各逆變單元的功率平衡，將影響裝置的可靠性。為使各逆變單元工作應(yīng)力平衡，需要對其相應(yīng)的脈沖循環(huán)進行研究。以下研究假設(shè)串聯(lián)逆變單元數(shù)為k。

　?。?） 循環(huán)變換階梯調(diào)制法［8］［45］［51］（step modulation）

　　它就是傳統(tǒng)的等周期循環(huán)法。在相鄰的k個控制周期中，對一相各串聯(lián)單元的控制脈沖進行輪換，以保證各單元功率平衡。其輸出脈沖在一個控制周期中總是中心對稱如圖15（a）所示，h1、h2和h3代表三個串聯(lián)h橋。圖15（b）所示為k=3時傳統(tǒng)等周期循環(huán)法的工作示意圖及一個完整的循環(huán)周期（三個周期）的開關(guān)次數(shù)。顯然采用這種方式，功率器件的開關(guān)次數(shù)多。

　?。?） 旋轉(zhuǎn)變換階梯調(diào)制法［8］［45］［51］（rotating commutation of steps）

　　也稱錯位等周期循環(huán)法。它通過改變各串聯(lián)逆變單元的控制脈沖和循環(huán)次序使得在兩個控制周期切換時，所有功率器件不動作，大大減少開關(guān)次數(shù)。其輸出脈沖在一個控制周期中或者從控制周期的起點開始，或者在控制周期的終點結(jié)束。如圖16所示，其中k=3。顯然這種方法既平衡了功率，又減少了開關(guān)次數(shù)，降低了器件的開關(guān)損耗，很適用于大功率應(yīng)用。有些文章在此基礎(chǔ)上進行深入研究，提出了最小化管子的開關(guān)時刻的方法來優(yōu)化輸出波形，以及限制直流電容上的電壓脈動［6］。與傳統(tǒng)算法相比，這種算法自由度少，控制效果好。除了上述方法外，還有等基波周期循環(huán)法、半基波周期循環(huán)法等，但它們的開關(guān)次數(shù)都很多，損耗大。

　　4.2 主從逆變單元的功率分配［10］［31］

　　有些學者為非對稱混聯(lián)多電平逆變電路提出了主從逆變單元的概念。主逆變單元（master）就是串聯(lián)連接的逆變器中，直流電壓最高的單元，它承擔級聯(lián)逆變器大多數(shù)的功率，通常由gto、igct完成，同時通過dc/dc雙向功率電源向從逆變單元（slave）供電。其它的逆變單元稱為從逆變單元，直流電壓較低，只負責完成自己的逆變?nèi)蝿?wù)。圖17所示為（a）（b）（c）（d）分別為4級連接81電平的逆變器主電路、輸出波形、功率分配情況及dc/dc雙向功率電源。

　　4.3 級聯(lián)多電平逆變器的共模電壓的抑制［9］［36］［43］

　　逆變器的共模電壓是指負載中性點與逆變器輸出的等值中性點之間的電壓。在交流調(diào)速中，pwm逆變電路或級聯(lián)型逆變電路在實際應(yīng)用中都會產(chǎn)生共模電壓。共模電壓在功率器件的高速開關(guān)期間會產(chǎn)生充放電電流。此電流通過電機內(nèi)部的寄生電容產(chǎn)生流入地線的漏電流。漏電流過大將對電源產(chǎn)生電磁干擾，還會使電機軸承過早毀壞，從而影響系統(tǒng)運行的可靠性。因此，減小和消除共模電壓的研究將極有意義。

　　文獻［9］［36］對在各種不同的控制方法下，級聯(lián)型逆變電路共模電壓的產(chǎn)生機理、大小進行比較，提出了采用電壓胞異相調(diào)制和注入三次諧波等方法，消除共模電壓，同時并不降低直流電壓利用率。文獻［43］提出了一種新穎的用于消除pwm逆變器輸出共模電壓的有源濾波器。該濾波器由一個單相逆變五繞組共模變壓器組成，可以產(chǎn)生與pwm逆變器輸出的電壓幅值相等，相位相反的共模電壓，通過五繞組共模變壓器疊加到逆變器的輸出，從而有效消除電機的共模電壓。

　　5 結(jié)束語

　　級聯(lián)多電平逆變電路由于其特有的優(yōu)越性，在電氣工程領(lǐng)域里的應(yīng)用越來越廣泛，特別是在高壓領(lǐng)域里。本文從拓撲結(jié)構(gòu)、控制方法和功率分配等角度對現(xiàn)有的文