LLC型串并聯(lián)諧振變換器的設(shè)計與實現(xiàn)
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1引言
本文引用地址：http://m.butianyuan.cn/article/231438.htm重量輕、體積小、高效率的“綠色電源”已成為電源產(chǎn)品的發(fā)展方向?！败涢_關(guān)”技術(shù)是通過在開關(guān)電路中引入緩沖電感和電容，利用其諧振使得開關(guān)器件中電流或兩端電壓按正弦或準正弦規(guī)律變化，當電流自然過零時使器件關(guān)斷，當電壓下降到零時使器件開通，即零電流開關(guān)（ZCS）和零電壓開關(guān)（ZVS）[1]。對于中小功率直流變換器而言，采用高頻軟開關(guān)技術(shù)控制的半橋拓撲易于實現(xiàn)高頻化，減小變換器體積，進一步提高系統(tǒng)效率。
LLC型串并聯(lián)諧振變換器可實現(xiàn)在全電壓范圍及全負載條件下主功率管的ZVS和整流二極管的ZCS，效率較高，且有利于高頻化[2,3]。
2電路工作原理
半橋LLC串并聯(lián)諧振變換器電路結(jié)構(gòu)如圖1所示，VT1、VT2組成上下一對橋臂，C1、C2和VD1、VD2分別為MOS管VT1、VT2的結(jié)電容和寄生反并二極管，諧振電感Lr、諧振電容Cr和變壓器激磁電感Lm構(gòu)成諧振網(wǎng)絡(luò)，Cr也起了隔直電
容的作用。變壓器副邊為橋式整流，Co為輸出濾波電容。
LLC諧振變換器有兩個本征諧振頻率，定義由Lr和Cr發(fā)生諧振的諧振頻率為：
由Lr、Lm和Cr發(fā)生諧振時的諧振頻率為：
變換器工作在fmfsfr頻率范圍內(nèi)，基于SABER仿真如圖2所示，VCr是Cr兩端電壓，Vds1為MOS管VT1漏-源電壓，io為輸出電流，ir和im分別為諧振電流和變壓器原邊激磁電流。
電路工作可分為兩個階段：
(1)傳輸能量階段：Lr和Cr流過正弦電流且ir>im，能量通過變壓器傳遞至副邊；
(2)續(xù)流階段：ir=im，原邊停止向副邊傳遞能量，Lr、Lm和Cr發(fā)生諧振，整個諧振回路感抗較大，變壓器原邊電流以相對緩慢的速率下降。
通過合理設(shè)計可以使MOS管實現(xiàn)ZVS，副邊整流二極管在ir=im時電流降至零，實現(xiàn)ZCS。變換器工作在fmfsfr頻率范圍內(nèi)時較為有利。
半橋LLC諧振電路是一非線性電路，采用基波法將其轉(zhuǎn)換為一線性電路（如圖3），推導(dǎo)得變換器直流增益Gdc為：
其中x為開關(guān)頻率fs相對于諧振頻率fr的歸一化頻率；n為變壓器原副邊匝比；系數(shù)k是Lr把Lm歸一化的量，定義k=Lm/Lr；串聯(lián)諧振電路品質(zhì)因數(shù)為Q。
變換器能量傳遞主要由諧振網(wǎng)絡(luò)從輸入源側(cè)傳送到負載端，諧振網(wǎng)絡(luò)是整個變換器設(shè)計的重點。而LLC諧振變換器各參數(shù)間關(guān)系及影響較兩元件諧振變換器復(fù)雜，需在初步確定各參數(shù)值的基礎(chǔ)上再進行整體優(yōu)化。
先根據(jù)電壓增益和工作頻率選取n，n需滿足輕載下的最低直流增益要求。再根據(jù)式(3)在Vin最大且空載（Q=0）情況下須達到要求的Vo來選取k值。當n、k固定時，Gdc、x和Q的關(guān)系如圖4所示。每條增益曲線隨著頻率的增大都是先
增大后減小，在某個頻率點處都有一拐點，且隨Q的增大最大直流增益減小，拐點頻率則增大。
圖5中im的仿真波形分別是在重載、額定載荷、輕載三種不同負載下得到的，從左到右負載變輕即Q減小，最右邊電流波形（圖中的實線）是近乎于空載的情況。Vin和x一定時，由于Q減小Lm兩端電壓增大（但ΔuL較?。?，im有所增大且
變化較小，電流滯后于電壓的相位角也增大，在負載很輕時（圖中用實線表示），電流與電壓之間的夾角將近90°。
對于各Q值相應(yīng)的Gdc曲線上的拐點，在此引入歸一化輸入阻抗：
式中Zn為歸一化輸入阻抗，Zin為諧振網(wǎng)絡(luò)的輸入阻抗，Zr為特征阻抗Zr=2πfrLr。當輸入阻抗呈阻性時得：
諧振網(wǎng)絡(luò)工作在感性區(qū)時，電流滯后于電壓，當一橋臂驅(qū)動信號由高電平變?yōu)榈碗娖綍r，電流對上、下橋臂MOS管結(jié)電容充放電，使得另一橋臂零電壓開通。x>xz時工作于感性區(qū)域，由式(3)和(5)得：
Qmax是在輸入阻抗為阻性時的值，工程上一般取5%的余量，即QZVS1=95%·Qmax。
變換器從空載至滿載均要實現(xiàn)零電壓開關(guān)，則空載且Vin最大時仍需滿足零電壓開關(guān)的條件：
其中Ceq為MOS管的寄生結(jié)電容，td為VT1、VT2均沒有觸發(fā)信號的死區(qū)時間。
在fmfsfr范圍內(nèi)選取Q≤Qmin{QZVS1,QZVS2}，確保隨著Vin升高，為維持Vo而提高開關(guān)頻率的變換器仍工作在感性區(qū)域。
圖6表示n、Q一定，不同k值時Gdc曲線圖，可見k值越小時相同頻率變化范圍內(nèi)Gdc變化越明顯，有利于寬Vin范圍的調(diào)節(jié)；而k越小在一定程度上Lm越小，則由電流增加帶來的開關(guān)管及變壓器損耗的增加會影響變換效率。k值越大時最大Gdc越小，Vin較低時使得Vo無法滿足設(shè)計要求，且k越大fm和fr間頻率范圍越大，不利于磁性元件的設(shè)計，需折中優(yōu)化選取k值。
根據(jù)上述步驟選定主要諧振參數(shù)后，結(jié)合各參數(shù)間的相互關(guān)系，可進行合理優(yōu)化選取。
本文選用L6599作為控制芯片，進行實驗驗證。L6599是意法半導(dǎo)體(ST)于2006年推出的專為串聯(lián)諧振半橋拓撲設(shè)計的雙終端控制器芯片[5]，可直接連接功率因數(shù)校正器的專門輸出，輕載時能讓電路工作于突發(fā)模式，提高輕載時變換器的轉(zhuǎn)換效率。芯片外圍主要引腳設(shè)置見圖7。
樣機的主要參數(shù)如下：
Vin=270V±10%，DC
Vo=±180V，DC
Po=550W
按上述方法選取n=0.4，k=6.5，Q=0.39，電路最小工作頻率120kHz，諧振頻率100kHz，諧振參數(shù)為Lm=130μH，Lr=20μH，Cr=0.15μF。
Vin相同負載變化時，諧振網(wǎng)絡(luò)的Zn、Gdc變化使得fs變化，實驗波形如圖8所示。
(a)輕載(b)額定載
Vin一定（輸入為額定電壓）、負載不同時，開關(guān)管ZVS的實現(xiàn)如圖9所示。對于相同的Gdc，隨著載變輕fs會相應(yīng)提高，但根據(jù)設(shè)計仍能保證開關(guān)管的ZVS。
(a)Po=100W(b)Po=550W
Po相同而Vin不同時此樣機在整個Vin范圍內(nèi)均可實現(xiàn)功率管的ZVS，見圖10。
(a)Vin=243V(b)Vin=300V
由圖9和圖10可見，該樣機在要求的電壓和輸出負載范圍內(nèi)均實現(xiàn)了開關(guān)管的零電壓開通。
諧振變換器正是靠改變fs來調(diào)節(jié)Vo的，圖11(a)表示隨著Vin升高fs變大；圖11(b)則表示Vin時負載電流的增大而fs減小，與理論分析的基本一致。
(a)Po=550W，不同Vin時開關(guān)頻率曲線
(b)Vin=270V，不同Po時開關(guān)頻率曲線
圖11（a）Po=550W，不同Vin時開關(guān)頻率曲線；(b)Vin=220V，不同Po時開關(guān)頻率曲線
圖12(a)最高效率在95%以上，額定輸出時效率為94.5%；在Po一定時，隨著Vin的升高，Iin減小，開關(guān)管的導(dǎo)通損耗及變壓器的銅損有所減小，變換器效率相應(yīng)的有所提高，如圖12(b)。
(a)Vin=270V時不同Po的效率曲線
(b)Po=550W時不同Vin效率曲線
圖12(a)Vin=270V時不同Po的效率曲線；(b)Po=550W時不同Vin的效率曲線
5結(jié)語
本文介紹了LLC型串并聯(lián)諧振半橋變換器的直流增益特性、諧振腔阻抗特性以及軟開關(guān)實現(xiàn)的條件等，并根據(jù)分析給出主要參數(shù)設(shè)計方法，以及集成芯片L6599外圍控制電路設(shè)計。最后調(diào)試完成550W樣機一臺，試驗結(jié)果證明上述分析及設(shè)計方法的可行性。
參考文獻
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[4]ROBERTL.STEIGERWAID.AComparisonofHalf-BridgeResonantConverterTopologies
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[5]LLCresonanthalf-bridgeconverterdesignguideline,ApplicationNote2450.
作者簡介
沈萍：女，1982年生，碩士研究生，主要研究方向為功率電子變換技術(shù)?！?/p>
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