一種新型的零電壓開關雙向DC-DC變換電源
引言
本文引用地址:http://m.butianyuan.cn/article/265494.htm在許多場合下,需要有能將直流電源進行雙向變換的裝置,以燃料電池為能源的電動車驅動系統(tǒng),就是一例。在該系統(tǒng)中,同時具有普通酸鉛蓄電池和燃料電池,普通酸鉛蓄電池作為車輛冷起動動力,提供12~24V的低電壓電源。起動后,用燃料電池提供150~300V的車輛驅動電壓。因此,在電動車起動時,要求能將普通蓄電池輸出的12~24V直流電壓提升到150~300V,以起動系統(tǒng)開始工作。當系統(tǒng)進入正常工作后,用燃料電池的電能,對酸鉛蓄電池進行充電,以恢復電池的能量消耗。雙向DC-DC電源也可用于供電系統(tǒng)的直流操作電源中,供電系統(tǒng)的直流操作電源,通常用蓄電池作為后備電源,當使用雙向直流變換電源后,可有效地減少后備電池的數(shù)量。對雙向直流電源通常要求其具有高效、隔離、低輻射等特點,同時也要求電路結構簡單,易于控制。
系統(tǒng)的結構及工作原理
雙向直流變換系統(tǒng)的結構如圖1所示,高頻變壓器T兩側的電源電壓不同,電源能量能進行雙向傳送。從電路結構看系統(tǒng)具有以下特點。
圖1 DC-DC雙向變換電路結構圖
電路的特點
用變壓器作為隔離高、低壓側分別有既可整流又可逆變的變流裝置。用IGBT或MOSEFT管作為開關器件構成橋式或半橋式整流逆變電路。若在圖1的整流逆變或逆變整流框中,用全橋電路代換之,則得到雙向DC-DC變換器主電路,如圖2所示。為充分發(fā)揮電路的功能,在高頻變壓器的右側接入一個電感Lk,用作電壓提升??紤]到在保持功率平衡的條件下,需低壓側提供較大的電流,低壓側的電壓波動對高壓側電壓的穩(wěn)定影響較大,因此在高壓側接入儲能電感,這樣控制輸出電壓的效果更好。正常情況下的能量流向是,從高壓側向低壓側方向,低壓側的蓄電池處于充電狀態(tài),另外低壓側負載需要消耗一定的能量。當能量從低壓側向高壓側流動時,具有短時和大電流的特點,通常只在系統(tǒng)起動或故障狀態(tài)下出現(xiàn)。
圖2 DC-DC雙向變換主電路原理圖
電路的工作原理
由于在MOSEFT管的d,s端或IGBT管的c,e端反并聯(lián)了二極管,因此2個橋式電路均具有整流功能,逆變時需要對MOSEFT或IGBT管加觸發(fā)脈沖。
低壓向高壓傳送能量的過程
當能量從低壓向高壓方向傳送時,要求M1~M4處于逆變狀態(tài),S1~S4處于提升狀態(tài)。設:gMi為開關器件Mi的門極控制電平。gSi為開關器件Si的門極控制電平,則
對gMi,gSi施加圖3所示的控制脈沖,M1,M4導通構成變壓器T左側的正向電流;M2,M3導通構成變壓器左側的反向電流。為實現(xiàn)器件的零電壓開關在M1,M4和M2,M3換流過程中加入死區(qū)。對S1,S2不加觸發(fā)脈沖,對S3,S4加圖3所示的觸發(fā)脈沖起電壓提升作用。
圖3 能量從低壓向高壓流動時的門極控制脈沖
此階段電流電壓波形如圖4所示。等效電路如圖5所示。對電路的分析可按以下幾個階段進行,其中電流iLk的波形非常重要,它等于變壓器右側的電流iT2。
圖4 能量從低壓向高壓流動時變壓器右側電壓、電流波形
圖5 能量從低壓向高壓傳送過程中各階段等效電路
階段1:t1~t2。M1,M2,S3導通,由于S1內(nèi)部二極管DS1和S3的導通,使變壓器右側c,d兩點短路,變壓器右側和iLk相關的等效電路如圖5a所示。電流iLk值如式(1)所示,電感Lk儲能,儲能時間可通過S3導通的時間進行控制。
式中:UT2為變壓器右側電壓幅值。
階段2:t2~t3。在t2時刻S3關斷,經(jīng)短暫的延時后,對S4加觸發(fā)脈沖,但S4并不立即導通。此時電感電流iLk經(jīng)S1,S4內(nèi)部二極管對電容C2進行充電,電流表達式如式(2)所示,等效電路如圖5b所示。
式中:U2為高壓側的直流輸出電壓值。
值得注意的是,階段1和階段2構成了一個電壓提升工作方式,改變S3門極脈沖的占空比,可調(diào)節(jié)變壓器右側,即高壓側的輸出電壓,根據(jù)電壓提升電路的特性UT2和U2之間有式(3)所示的關系。
式中:D為占空比,即S3在M1,M4導通階段所占的比例;ton=t2-t1;T為iLk的半周期。
階段3:t3~t4。在t3點M1,M4關斷,此時iLk迅速回落,iLk的變化如式(4)所示,式(4)中Td為死區(qū)時間,等效電路如圖5c所示。
階段4:t4~t5。在t5點M2,M3,S4導通,此時反向重復階段1的過程。
高壓向低壓側傳送能量的過程當能量從高壓向低壓方向傳送時,要求S1~S4處于逆變狀態(tài),M1~M4處于提升狀態(tài),對開關器件的門控信號作和上述相同的設定,要求對開關器件的門極加如圖6所示的控制信號。流過變壓器的電流波形和變壓器兩端的電壓波形和圖4波形的形狀基本相同。
圖6 能量從高壓向低壓流動時的門極控制脈沖
零電壓開關分析
為實現(xiàn)開關器件的軟切換,減小開關過程中的電壓和電流值,盡量使開關切換在接近零電壓時進行,因此在逆變器開關換流時,設置了死區(qū)Td。在圖2所示電路中,當能量從低壓向高壓傳送時,在M1從導通向截止換流,M2由截止向導通換流時,中間設置死區(qū)Td,如圖7所示。考慮到電容Cs1=Cs2,因此,換流期間可以認為UCM1+UCM2=UCM3+UCM4維持不變,等于U1。由于M1關斷,CM1充電,電壓UCM1從0開始上升,而UCM2放電,電壓從U1下降,升、降值相同,維持和不變。因此,CM1的充電電流為iT1/2,CM1充電到電壓U1時,CM2放電到0V。如果繼續(xù)對CM1充電,CM2將被反向充電,DM2會導通。此時為M2的零電壓開通提供了條件。對CM1的充電是在iT1的作用下進行的,根據(jù)電容充電過程中電流、電壓和時間之間的關系可得
由式(5)得th為
因此,只要開關換流間隔死區(qū)時間Td大于CM1從0V充電到U1所需的時間th,即滿足式(7)就可實現(xiàn)開關元件的零電壓開通。一般情況下,取換流時iT1的平均值。
圖7 脈沖之間設置死區(qū)
電感Lk的選取
選適當?shù)腖k,使電能從低壓側向高壓側傳送時,保持電流iLk連續(xù)。實際上,在S3導通期間(ton),C2提供負載電流,而在S3截止期間,電感中的感應電勢使S1內(nèi)部的二極管導通,一方面提供負載電流,另一方面,補充在ton期間C2中電荷的減少。根據(jù)功率平衡關系式(8),輸入、輸出關系式(3)和式(9),可得保持電流連續(xù)的最小電感Lkmin。
式中:f為電源的開關頻率;I0為高壓側負載的平均電流;U2為高壓側的輸出直流電壓;UT2為變壓器高壓側的電壓有效值。
電流iLk臨界連續(xù)波形如圖8所示。
圖8 電流iLk臨界連續(xù)波形
仿真及實驗結果
升壓方式
1)電壓值。升壓工作方式下,若取蓄電池電壓Vin=24V,開關頻率fc=20kHz,占空比D=0.35,高壓側負載功率1kW,則變壓器高壓側電壓UT2為240V,用式(3)計算輸出電壓值為307V,仿真結果值見圖9,和計算值基本吻合。其它相關的電流、電壓波形如圖9所示。
圖9 升壓方式下UM1,UT2,iLk,U2的仿真波形
2)電感電流iLk的波形。電感電流iLk的波形如圖9所示和圖4中預期的iLk穩(wěn)態(tài)電流波形一致。在死區(qū)段變壓器電流迅速回落。
3)開關切換點電壓值。根據(jù)2.3節(jié)的分析,只要滿足式(7)即可實現(xiàn)電源的零電壓換路。仿真時取Cs2=0.04LF,開關觸發(fā)脈沖之間的死區(qū)Td設成5Ls時,能實現(xiàn)零電壓開關,如圖9所示。其中uM1為開關M1兩端的電壓波形。
降壓方式
在降壓工作方式下,若取低壓側負載功率為200W,高壓側電壓U2為240V,占空比D=0.35,則輸出電壓波形U1,流經(jīng)電感Lk的電流波形iLk,變壓器兩側的電壓UT1,UT2分別如圖10所示。
圖10 降壓方式下U1,iT1,UT1,UT2,iLk的仿真波形
部分實驗波形
1)電流iLk波形。變流器的電路參數(shù)同仿真值,通過示波器觀察到的變壓器高壓側電流波形,即流經(jīng)電感Lk的電流波形如圖11所示。波形和仿真結果基本一致,見圖9、圖10中電流iLk波形。
圖11 升壓方式下電流iLk的實驗波形
2)零電壓開關波形。當電能從高壓側向低壓側傳送時,開關器件M1門極控制電壓和漏、源極電壓波形如圖12所示,能實現(xiàn)開關器件的零電壓切換。
圖12 升壓方式下Uds,Ug的實驗波形
結束語
本文給出了一個零電壓開關的雙橋、雙向直流電壓變換電路,在不改變電路結構的情況下,實現(xiàn)能量的雙向流動。由于電路中,使用了新的開關控制策略,使該電路具有穩(wěn)定的輸出電壓。在不增加電路元件的條件下實現(xiàn)電路的零電壓開關,因此電源的電磁輻射較小。此外,電路還具有體積小、效率高、結構簡單、成本低廉、電氣隔離等優(yōu)點。電源的輸出功率可達幾到十幾kW,除可以用于中、小型的電動車驅動外,還可作為中、小型變電站的不間斷電源及其它需要雙向直流電源供電的設備中。
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