5.0到6.5W的以太網(wǎng)供電DC／DC轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)介紹

本文介紹了一種采用安森美公司NCP1031系列單片高壓開關(guān)穩(wěn)壓器(帶內(nèi)部MOSFET)的以太網(wǎng)供電(PoE)解決方案。這篇應(yīng)用指南詳細(xì)說明了如何構(gòu)建低價(jià)高效、輸出功率達(dá)5.0到6.5W的5.0V直流電源(輸出功率取決于轉(zhuǎn)換模式-詳見下文所述的直流/直流轉(zhuǎn)換器工作原理)，其中還包含了與響應(yīng)PoE檢測和分類協(xié)議相關(guān)的輸入電路。安森美公司可以根據(jù)用戶要求提供相關(guān)電路的示范PCB。

PoE背景介紹

作為IEEE802.3AF標(biāo)準(zhǔn)，如今通過以太網(wǎng)數(shù)據(jù)傳輸線向以太網(wǎng)通信設(shè)備饋電已經(jīng)成為現(xiàn)實(shí)，只要終端功率要求小于13W。直流電源傳輸和相關(guān)術(shù)語的詳細(xì)內(nèi)容可參考該IEEE文檔。PoE由兩個(gè)電源實(shí)體組成，即供電設(shè)備(PSE)和受電設(shè)備(PD)。PSE一般向LAN線纜提供48V標(biāo)稱直流電壓，而PD是在線纜另一端的小型直流/直流轉(zhuǎn)換器，能將48V轉(zhuǎn)換成5.0Vdc或3.3Vdc之類的邏輯電平供通信電路使用。PD應(yīng)該能在最大平均輸入功率12.95W時(shí)工作，并能承受36到57Vdc范圍的輸入電壓。另外還需要一種特定“協(xié)議”實(shí)現(xiàn)PD的檢測(簽名模式)以及根據(jù)最大功率電平進(jìn)行的分類(分類模式)。

簽名檢測：上游PSE設(shè)備通過向PD輸入端輸送兩個(gè)在2.8到10Vdc范圍之內(nèi)的不同電壓來檢測PD。如果通過V/I斜率測得的PD阻抗大于23.7kΩ小于26.25kΩ，就認(rèn)為存在PD設(shè)備。如果阻抗小于15kΩ或大于33kΩ，就認(rèn)為PD不存在，也不會(huì)再進(jìn)一步施加電壓。

分類模式：為了根據(jù)目標(biāo)功率電平分類PD，PSE還會(huì)向PD輸送一個(gè)14.5到20.5Vdc之間的電壓。根據(jù)該電壓下PD的吸收電流決定PD的類別，詳細(xì)總結(jié)于下表。

額外的輸入特性

除了簽名和分類電路外，PD還必須包括在輸入電壓到來時(shí)將來自PSE的浪涌電流限制在400mA之內(nèi)的電路，并防止直流/直流轉(zhuǎn)換器引起的任何靜態(tài)電流或阻抗在簽名和分類過程中被忽略。

具體的簽名/分類電路

參考圖1所示原理圖，輸入簽名和分類電路是圍繞著幾個(gè)分立和低價(jià)的安森美半導(dǎo)體器件設(shè)計(jì)的，其中包括了TL431可編程參考電路、2N7002信號電平MOSFET、2N5550 NPN晶體管、NTD12N10 MOSFET和幾個(gè)齊納二極管及電阻電容。為了實(shí)現(xiàn)簽名檢測，24.9k電阻(R1)直接放于輸入端。要注意的是，在簽名檢測階段，輸入電壓低于10V，由U1、Q2和R4組成的恒定電流源處于關(guān)閉狀態(tài)，因?yàn)楸仨毘^9.1V擊穿電壓才能完成這個(gè)電路的偏置。還要注意的是，作為直流/直流轉(zhuǎn)換器回路管腳中串接的輸入開關(guān)管MOSFET Q3也是關(guān)閉的，直到輸入電壓超過約27V。該電壓等于D2的擊穿電壓和Q3的柵極門限電壓之和。


圖1：PoE受電設(shè)備(PD)原理圖。

隨著電壓上升到分類電平，D1將在電壓超過約9.8V時(shí)導(dǎo)通，由U1、Q2和電阻R4組成的電流源被打開，并且電流由U1參考電壓(2.5V)和分類電阻R4精確地控制。

一旦分類完成并確認(rèn)后，輸入電壓就可以躍升到標(biāo)稱值48V。一旦這個(gè)電壓超過Q3的柵極門限和D2的擊穿電壓之和，Q3就開始導(dǎo)通。不過Q3不會(huì)突然導(dǎo)通，由于存在由R6和C2組成的RC時(shí)間常數(shù)，它會(huì)立即進(jìn)入線性區(qū)工作。立即工作在線性區(qū)可以限制浪涌電流，因?yàn)镼3在這段時(shí)間內(nèi)等效于一個(gè)電阻。D3將Q3柵極的電壓鉗位在15V，當(dāng)來自PSE的輸入關(guān)閉時(shí)，R5給C2提供放電路徑。MOSFET管Q1與Q3一樣也在相同電壓時(shí)導(dǎo)通，這樣就關(guān)閉了U1/Q2電流源，從而減少來自輸入端的額外漏電流。

直流/直流轉(zhuǎn)換器工作原理

直流/直流轉(zhuǎn)換器是利用安森美公司的單片NCP1031開關(guān)穩(wěn)壓器芯片(U2)而設(shè)計(jì)的。在最大輸出功率為5.0W時(shí)，轉(zhuǎn)換器被配置為采用普通TL431和光耦電壓反饋機(jī)制的非連續(xù)模式(DCM)回掃拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。修改變壓器設(shè)計(jì)和控制環(huán)路補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)使之工作在連續(xù)導(dǎo)通回掃工作模式能將輸出功率提升到6.5W(1.3A)。輸入端使用由C3、L1和C4組成的差模π型濾波器。

當(dāng)6腳的欠壓端子超過2.5V時(shí)控制芯片開始啟動(dòng)。由R7、R8和R9組成的電阻分壓網(wǎng)絡(luò)將芯片的欠壓和過壓電平分別設(shè)置在35V和80V。通過引腳8提供內(nèi)部啟動(dòng)偏置并驅(qū)動(dòng)恒流源給Vcc電容C7充電。一旦U2導(dǎo)通，變壓器T1的輔助線圈(引腳2，3)就通過二極管D1和電阻R11提供工作偏置。

由漏感T1引起的電壓尖峰被C5、D6和R10組成的網(wǎng)絡(luò)所鉗位。R10上的實(shí)際額定功率是T1初級到次級漏電感的函數(shù)，并且越低越好。電容C6將轉(zhuǎn)換器的開關(guān)頻率設(shè)置在約220kHz。

由于需要二級隔離，TL431(U4)作為誤差放大器與光耦(U3)一起形成了電壓檢測和反饋電路。通過將電壓檢測引腳3接地已經(jīng)使U2中的內(nèi)部誤差放大器失效了，而引腳4上的放大器輸出補(bǔ)償節(jié)點(diǎn)用來通過光耦的光阻控制脈沖寬度。檢測到的輸出電壓被R16和R17分壓成TL431的2.5V參考電平，并由C9和R15設(shè)置適合DCM工作的閉環(huán)帶寬和相位余量。如果配置成CCM回掃工作，還需要額外的元件(C14、C15和R12)來穩(wěn)定反饋環(huán)路。初級側(cè)的C8向U2提供噪聲去耦和額外的高頻滾降性能。這種實(shí)現(xiàn)方案提供的輸出調(diào)整率在線路和負(fù)載變化時(shí)均好于0.5%，閉環(huán)相位余量好于50℃。

輸出整流管D5是一個(gè)用于提高效率的3A肖特基器件，其輸出電壓要經(jīng)過由C11、L2和C12組成的π網(wǎng)絡(luò)濾波。濾波輸出的典型峰峰值噪聲和紋波在所有正常負(fù)載和線路條件下都小于100mV。C13提供額外的高頻噪聲衰減。典型的輸入到輸出效率在滿負(fù)荷條件下為75%左右(圖2)。用基于MOSFET的同步整流電路代替D5可以獲得更高的效率(安森美的應(yīng)用指南AND8127詳細(xì)介紹了如何實(shí)現(xiàn)回掃拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的簡單同步整流電路)。



圖2：效率與輸出功率關(guān)系圖。

過流保護(hù)功能是由NCP1031中的內(nèi)部峰值電流限制電路提供的。在25℃環(huán)境中，當(dāng)該電路配置為CCM回掃模式時(shí)，可以在過流和/或過溫限制功能啟動(dòng)前提供1.3A的連續(xù)輸出電流，浪涌電流可高達(dá)1.5A。當(dāng)配置為非連續(xù)模式時(shí)，電流限制在約1.0A左右，峰值電流可到1.2A。

電磁設(shè)計(jì)

非連續(xù)模式的回掃變壓器設(shè)計(jì)詳見圖3，連續(xù)模式的變壓器設(shè)計(jì)見圖4。在回掃變壓器設(shè)計(jì)中，重點(diǎn)是將繞組保持在單層中，并在磁芯結(jié)構(gòu)的窗口長度上均勻分布，以便盡量減少漏感。在本方案中這一點(diǎn)可以很容易利用Ferroxcube公司的小型EF16鐵氧體磁心實(shí)現(xiàn)。


圖3a：非連續(xù)模式回掃變壓器描述。



圖3：非連續(xù)模式回掃變壓器設(shè)計(jì)。



圖4a： 連續(xù)模式變壓器描述。


圖4：連續(xù)模式變壓器設(shè)計(jì)。

非連續(xù)與連續(xù)模式工作

表1：以太網(wǎng)電源等級分類。


在非連續(xù)模式回掃工作中，電感電流在MOSFET開關(guān)再次打開前降到了零。這種工作式使得輸出具有一階濾波器網(wǎng)絡(luò)特性，因此反饋環(huán)路的穩(wěn)定電路簡單，可以獲得較寬的帶寬并實(shí)現(xiàn)良好的輸出瞬態(tài)響應(yīng)。但遺憾的是這種工作模式會(huì)產(chǎn)生較高的峰值開關(guān)電流，并由于存在內(nèi)部電流限制設(shè)置點(diǎn)和NCP1031中的熱保護(hù)電路而限制了電路的輸出功率。而在連續(xù)電流工作模式中，MOSFET可以在電感電流到零之前回到導(dǎo)通狀態(tài)，因此峰值開關(guān)電流較低，無需過流保護(hù)干涉就能獲得較高的輸出功率。不過這種工作模式也有代價(jià)，那就是控制環(huán)路帶寬必須做得更低，因此對負(fù)載和線路變化的瞬態(tài)響應(yīng)較差。CCM工作模式會(huì)在電源拓?fù)漤憫?yīng)特性中引入右半平面零點(diǎn)，需要用圖2所示額外的反饋元件進(jìn)行補(bǔ)償才能獲得合適的反饋穩(wěn)定性。由于輸出整流器此時(shí)必須強(qiáng)制關(guān)閉整流功能，因此CCM還會(huì)產(chǎn)生較多的電磁干擾。