電動車低速過載工況下IGBT動態(tài)溫升分析

　　1 引言

　　隨著電動汽車驅(qū)動技術的發(fā)展與成熟以及市場對電動汽車驅(qū)動性能和可靠性需求的提高，電動車驅(qū)動系統(tǒng)的發(fā)展將朝著：高功率密度，高可靠性，低成本的方向發(fā)展。然而更高的功率密度與更低的成本使系統(tǒng)設計的余量必然減少，如果仿真計算不準確或僅憑經(jīng)驗設計，很容易出現(xiàn)電機驅(qū)動器的IGBT等功率器件的過溫或關斷超出安全工作區(qū)RBSOA（Reverse Biased Safe Operating Area）損壞。

　　當系統(tǒng)處于短時大電流過載時，IGBT模塊的芯片結溫度會動態(tài)攀升。如果沒有足夠的設計余量或不能精確控制輸出過載時間與過載電流倍數(shù)，IGBT結溫將有可能升高超過安全工作區(qū)而導致失效。針對這些問題，本文分析在不同輸出頻率的條件下，過載輸出與IGBT結溫的關系，以幫助硬件設計工程師在研發(fā)時正確地限定過載峰值。

　　2 IGBT模塊與散熱器的動態(tài)結溫和動態(tài)溫升

　　無論是IGBT模塊的底殼基板還是散熱器上都同時存在熱阻和熱容兩個特性。熱阻是反映導熱介質(zhì)阻礙熱量傳導能力的綜合參量。根據(jù)熱阻Rth定義，為熱流通路上的溫差ΔT與總損耗功率之比

　　由于熱阻和熱容特性的同時作用，產(chǎn)生了動態(tài)熱阻的特性。一般有兩種方式建模來表示動態(tài)熱阻特性 – T型模型和π型模型。如圖1所示。

　　（a）T型連續(xù)網(wǎng)絡模型回路（Cauer model）（b）π型局部網(wǎng)絡模型回路（Foster model）

　　圖 1 兩種模型示意圖

　　如圖1（a），T型模型的結構比較真實的反應出真實的熱阻熱容物理結構。如果散熱系統(tǒng)中每一層的材料的特性參數(shù)都是已知的時，可以通過理論計算公式來建立這種模型的結果。但是，在熱傳播中很難確定熱傳播在每一層中的分布，因此實際建模時一般不使用T型回路。

　　圖1（b）中的π型模型雖然在結構上不具備具體的物理意義，但是該模型的數(shù)學模型比較容易從實際測量標定的時間-熱阻曲線上擬合提取出來，所以一般會用π型模型來給定動態(tài)熱阻曲線的分式因數(shù)。英飛凌IGBT模塊的數(shù)據(jù)手冊上就分別給出了IGBT芯片與反并聯(lián)二極管芯片的π型回路各項分式因數(shù)與曲線，如圖2所示為英飛凌FF600R12ME4模塊的動態(tài)熱阻曲線。

　?。╝）IGBT動態(tài)熱阻曲線（b）反并聯(lián)二極管動態(tài)熱阻曲線

　　圖 2 英飛凌IGBT模塊動態(tài)熱阻曲線

　　圖2中給出的

　　動態(tài)熱阻曲線可表達為：

　　如果在動態(tài)溫升過程中，IGBT模塊的損耗P（t）是已知的，IGBT模塊底殼溫度是已知的，則IGBT及二極管芯片的結溫可由下公式得出：

　　公式（4）中P（t）限定為單次方波脈沖的功率，IGBT模塊在實際應用中一般為連續(xù)脈沖，而且在正弦調(diào)制中為功率變化的連續(xù)脈沖，計算公式比較復雜，可從IEC60747-6標準中查得［1］。

　　此外還需要考慮到散熱器以及模塊與散熱器接觸面的瞬態(tài)熱阻，同時IGBT模塊外殼和端子也有少量的對流熱傳導，但是對流熱傳導的影響相對底殼的熱傳導非常小可忽略。由此整個散熱系統(tǒng)合并的串聯(lián)π型網(wǎng)絡模型可由圖（3）表示。

　　圖3 合并π型熱阻網(wǎng)絡模型

　　一般散熱器廠商會給出一階的熱平衡時間即3倍的值，用一階分式擬合可表示為公式：

　　由此得出考慮散熱器熱阻的IGBT結溫計算公式為：

　　對于散熱器熱平衡時間為一般幾十秒上百秒的，計算低頻輸出時可不用考慮散熱器的溫升，計算時使用公式（4）即可。如果是系統(tǒng)熱平衡時間是幾秒級的，需要考慮散熱器溫升時可使用公式（6）計算。如需更精確的包括接觸面導熱硅脂的多階熱阻模型，則需要用實驗標定曲線來提取模型。具體的實驗提取方法可參看文獻2，本文將不再詳述。

　　IGBT模塊動態(tài)熱阻的特性導致驅(qū)動器中三相逆變橋中的IGBT在不同輸出頻率下，所對應的結溫波動幅度也不同。在一個半波周期內(nèi)，一個半橋中其中一個橋臂的IGBT處于連續(xù)帶載工作，在IGBT開關頻率不變下，輸出頻率越低，一個橋臂的連續(xù)帶載時間越長，一個半波內(nèi)總損耗能量越大。同時由于IGBT模塊動態(tài)熱阻在一般在1秒內(nèi)迅速上升，因此輸出頻率越低，IGBT的結溫波動就越大。

　　同一型號IGBT模塊在同樣為Vdc=600V，fsw=10KHz的條件下，分別輸出1Hz、5Hz、20Hz、50Hz四種頻率的有效電流為200A的正弦波，我們用IPOSIM仿真工具可得到這四個頻率下IGBT結溫波動曲線，如圖4所示：（IPOSIM對IGBT損耗與結溫的仿真原理詳見參考文獻3）

　　圖4 不同輸出頻率下一個橋臂的IGBT結溫波動對比

　　在圖4的四個仿真結果上看，四個工況下IGBT損耗平均功率都是一直為150W。在（a）中，輸出1Hz下IGBT結溫最高超過了90°C。而在（d）中，輸出頻率50Hz結溫最高不到76°C。其原因就是由于單次換向周期時間長，導致結溫波動幅度大。

3. IGBT結溫動態(tài)溫升計算在實際應用中的意義

　　從上文的分析可看出，在設計IGBT模塊散熱系統(tǒng)時，不能只考慮IGBT的平均損耗功率，還必須考慮在低頻率輸出下的結溫波動。在標定系統(tǒng)各個轉速下的最大輸出電流時，必須設定相應的降額率。同時堵轉實驗也可近似考慮為接近0Hz的輸出頻率條件，標定最大堵轉時間時，也需要考慮IGBT結溫瞬態(tài)上升的安全范圍。

　　在實際應用中，電動汽車的滿載起步或低速爬坡工況是有必要對結溫動態(tài)溫升進行計算仿真的。下面我們以純電動巴士的實例來分析其過載與起步能力。例如系統(tǒng)規(guī)格如下：

　　-驅(qū)動器額定功率：，

　　-驅(qū)動額定輸出電流：，

　　-60秒內(nèi)峰值輸出電流：

　　-電池電壓：，

　　-開關頻率：，

　　-輸出頻率：，

　　-電機極對數(shù)：n = 2，

　　-電機額定轉速：=3000 r/min，

　　-齒輪箱減速比：i = 5:1，

　　-輪胎直徑0.87m，周長L=2.75m。

　　根據(jù)公式：

　　以及：

　　可推算出輸出頻率與車速的關系大約為 1Hz=》1km/h，與電機轉速的關系為1Hz=》30r/min，電機額定轉速時對應頻率為100Hz。

　　我們可使用Infineon的IPOSIM在線版仿真工具的負載循環(huán)仿真計算的功能，對該車輛在起步，重載爬坡，高速過載，勻速輕載等幾個工況進行仿真計算結溫。

　　我們設定電機驅(qū)動器采用水冷，進口水溫60°C，假設三相橋每一個橋臂的散熱都是均衡的，散熱器針對一個橋臂的穩(wěn)態(tài)熱阻為0.072K/W，散熱器熱平衡時間τ=14s。驅(qū)動器中的IGBT模塊選用英飛凌EconoDUAL?3系列的FF600R12ME4，CE阻斷電壓1200V，模塊額定電流600A，芯片采用第四代具有場終止溝槽柵技術，最高工作結溫150°C。

　　使用IPOSIM工具仿真，步驟及結果如下：

　　1） 穩(wěn)態(tài)下fout=100Hz，Iout=150A，持續(xù)工作下IGBT結溫：Tvj_max = 109°C

　　2） 穩(wěn)態(tài)下fout=5Hz，Iout=150A，持續(xù)工作下IGBT結溫：Tvj _max = 117°C

　　3） 穩(wěn)態(tài)下fout=1Hz（近似堵轉工況），Iout=150A，持續(xù)工作下IGBT結溫：Tvj _max = 123°C

　　4） 模擬功率循環(huán)：fout=100Hz，Iout=150A穩(wěn)態(tài)中出現(xiàn)60秒Iout=250A過載：

　　結溫波動曲線如圖5，最高結溫會達到142°C，在安全工作區(qū)以內(nèi)

　　圖5 100Hz下過載功率循環(huán)結溫曲線

　　5） 模擬功率循環(huán)：fout=5Hz，Iout=150A穩(wěn)態(tài)中出現(xiàn)60秒Iout=250A過載。

　　結溫波動曲線如圖6，最高結溫會到152°C，這將超過IGBT安全工作區(qū)。

　　圖6 5Hz下過載功率循環(huán)結溫曲線

　　對比仿真結果，在低頻穩(wěn)態(tài)運行下和過載功率循環(huán)運行下IGBT結溫均高于高頻運行的工況。因此在低頻時尤其是堵轉工況下，需要限制電機控制器的過載電流輸出，峰值電流值需要相應降額。否則在應用中容易出現(xiàn)結溫超出安全工作區(qū)導致IGBT模塊的損壞。

　　4. 結論

　　IGBT模塊和散熱器的動態(tài)熱阻特性允許模塊短時間過載工作。合理的利用動態(tài)熱阻特性可使電機功率輸出性能提高，但同時必須在設計時精確的進行仿真計算，動態(tài)的控制不同輸出頻率下的電流限值。Infineon公司所提供的IPOSIM仿真工具，具有對穩(wěn)態(tài)下和動態(tài)循環(huán)下的結溫仿真功能，使設計者在系統(tǒng)設定和模塊選型時能更加準確和安全。

　　參考文獻

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