一種基于FFT的直擴(kuò)通信系統(tǒng)中窄帶干擾信號(hào)參數(shù)的估計(jì)方法

摘要：以DSSS/QPSK通信系統(tǒng)為背景，提出一種基于FFT的精確估計(jì)多個(gè)窄帶干擾信號(hào)參數(shù)的方法。該方法對(duì)接收信號(hào)的頻域FFT數(shù)據(jù)進(jìn)行分析，只增加很少的計(jì)算量，就能準(zhǔn)確估計(jì)出干擾的中心頻率及寬度。用TMS320C5410 DSP對(duì)該方法進(jìn)行了仿真實(shí)驗(yàn)，仿真結(jié)果顯示了算法的可行性和有效性。 關(guān)鍵詞：FFT DSSS DSP 窄帶干擾 參數(shù)估計(jì) 現(xiàn)代通信系統(tǒng)設(shè)計(jì)中的一個(gè)重要課題是從寬帶信號(hào)（如QPSK調(diào)制信號(hào)）中消除窄帶干擾信號(hào)（NBI）的能力問題。直接序列擴(kuò)展（DSSS）通信系統(tǒng)具有內(nèi)在的抑制窄帶干擾信號(hào)的能力。其接收信號(hào)和偽噪聲（PN）序列進(jìn)行互相關(guān)運(yùn)算，將干擾擴(kuò)展到DS信號(hào)所占有的整個(gè)頻帶，這樣就降低了干擾電平，使干擾等效為一個(gè)電平較低而頻譜較平坦的噪聲。 直擴(kuò)通信系統(tǒng)的抗干擾能力與擴(kuò)頻增益成正比，由于受帶寬和系統(tǒng)頻率資源的限制，擴(kuò)頻增益不可能做得很高，僅靠擴(kuò)頻增益往往不足以對(duì)干擾進(jìn)行抑制。特別是在強(qiáng)窄帶干擾的場(chǎng)合，系統(tǒng)的性能將會(huì)嚴(yán)重下降，甚至造成通信中斷。因此需要在解擴(kuò)前加入窄帶干擾抑制技術(shù)來提高DSSS系統(tǒng)的性能。圖1本文提出一種用于DSSS/QPSK通信系統(tǒng)中，采用時(shí)頻域相結(jié)合的方法抑制窄帶干擾信號(hào)的方案。其核心是對(duì)多個(gè)窄帶干擾信號(hào)參數(shù)進(jìn)行準(zhǔn)確估計(jì)。所采用的方法為：對(duì)接收信號(hào)的域頻FFT數(shù)據(jù)進(jìn)行分析；在此基礎(chǔ)上只增加很少的計(jì)算量計(jì)算出窄帶干擾信號(hào)的中心頻率及寬度，為陷波器的進(jìn)一步精確設(shè)計(jì)提供必要參數(shù)；最后，在TI公司的TMS320C5410 DSP上對(duì)本方法進(jìn)行仿真實(shí)驗(yàn)。仿真結(jié)果表明它簡(jiǎn)單有效、實(shí)時(shí)性好、對(duì)窄帶干擾信號(hào)的參數(shù)估計(jì)很準(zhǔn)確。這就為硬件實(shí)現(xiàn)多窄帶干擾信號(hào)抑制提供了參考。 1 信號(hào)模型及抗干擾方案 在DSSS/QPSK通信系統(tǒng)中，接收信號(hào)r(t)由三部分組成，即： r(t)=s(t)+i(t)+n(t) (1) 式中，s(t)是用PN碼擴(kuò)頻經(jīng)QPSK調(diào)制的發(fā)送信息數(shù)據(jù)序列,n(t)是加性高斯白噪聲，i(t)是窄帶干擾。s(t)的數(shù)學(xué)表達(dá)式為： s(t)=mI(t)CI(t)cosωc(t)+mQ(t)CQ(t)sinωc(t) (2) 式中，mI(t)和mQ(t)是同相正交比特流，CI(t)和CQ（t）是相互獨(dú)立的正交擴(kuò)頻碼，其碼元寬度相同，時(shí)間上同步，取值為%26;#177;1。在此，選用多個(gè)正弦波之和作為窄帶干擾模型，可表示為： 式中，M表示正弦波個(gè)數(shù)，fm表示第m個(gè)正弦波的頻率。Am表示幅度，φm為初始相位。 對(duì)x(t)以chip速率采樣，得到接收信號(hào)的離散形式： r(k)=s(k)+i(k)+n(k) 利用信號(hào)和噪聲在時(shí)間上不相關(guān)，而窄帶干擾信號(hào)具有相關(guān)性的特性，可以對(duì)窄帶干擾信號(hào)的頻率f、幅度A、初始相位φ參數(shù)進(jìn)行估計(jì)，進(jìn)而復(fù)制干擾信號(hào)。這樣，只要在r(k)中減去i(k)的估計(jì)就抑制掉了窄帶干擾信號(hào)。即： r(k)-l"n(k)=s(k)+n(k)+εn(k) 式中，εn(k)表示估計(jì)誤差。如果估計(jì)誤差εn(k)接近為零，就表示對(duì)DSSS信號(hào)中的窄帶干擾進(jìn)行了有效的抑制。 所此思想設(shè)計(jì)出的接收機(jī)框圖如圖1所示。 在圖1中，通過FFT頻譜分析估計(jì)出干擾的頻率和寬度參數(shù)后，由信號(hào)發(fā)生器單元產(chǎn)生出一個(gè)與干擾相同頻率的信號(hào)，用此信號(hào)與r(k)相乘，即可將窄帶干擾信號(hào)整個(gè)搬移到零頻，此時(shí)采用一個(gè)濾波器即可將干擾信號(hào)分離出來，再將濾波器輸出信號(hào)搬移到干擾信號(hào)的最初頻率位置，就得到了干擾信號(hào)的復(fù)制信號(hào)。這里的濾波器的寬度是由窄帶干擾信號(hào)的寬度確定的。這樣，原信號(hào)與干擾信號(hào)的復(fù)制信號(hào)相減就可以有效地抑制掉窄帶干擾信號(hào)，而不會(huì)影響其它頻率點(diǎn)的信號(hào)成分。圖2在圖1所示的方案中，可以設(shè)計(jì)出多路通道，每一路分別產(chǎn)生一個(gè)干擾信號(hào)的復(fù)制信號(hào)，然后將所有通道產(chǎn)生的干擾復(fù)制信號(hào)相加，就得到所接收到的信號(hào)中的全部干擾信號(hào)的復(fù)制信號(hào)，最后同樣經(jīng)過一個(gè)相減的操作就把全部干擾都抑掉掉了。由于可以對(duì)FFT的每一個(gè)數(shù)據(jù)進(jìn)行處理，因此這種算法對(duì)干擾信號(hào)的變化具有很強(qiáng)的自適應(yīng)能力。 圖1的方案要求對(duì)干擾信號(hào)的中心頻率要估計(jì)得比較準(zhǔn)確，否則將難以滿足系統(tǒng)要求。因而頻率估計(jì)單元的實(shí)現(xiàn)是該方案的關(guān)鍵，下面將進(jìn)行討論。 2 基于FFT的窄帶干擾信號(hào)參數(shù)估計(jì) 根據(jù)式（3）的窄帶干擾信號(hào)模型，以頻率fs采樣，共記錄N點(diǎn)樣值?？傻茫?img onload="if(this.width>620)this.width=620;" onclick="window.open(this.src)" style="cursor:pointer" src="http://editerupload.eepw.com.cn/fetch/20140414/244649_1_1.jpg" border=0>式中，T=1/fs，為采樣時(shí)間間隔。 Δf=fs/N (5) 由于FFT變換產(chǎn)生頻譜泄露，以信號(hào)的第m個(gè)分量fm為例：設(shè)歸一化頻率fm/Δf落入第lm與第（lm+1）離散頻點(diǎn)之間，如圖2所示。信號(hào)頻率可以表示為： fm=(lm+δm)%26;#183;Δf (6) 為了簡(jiǎn)化演算過程，設(shè)式（4）中M=1，并利用Dirichlet函數(shù) 由式（6），中心頻率f可以按下式計(jì)算： 利用窄帶干擾頻譜集中在很窄的頻帶，幅值遠(yuǎn)高于信號(hào)水平的特點(diǎn)，其頻率位置l和l+1通過設(shè)置干擾門限很容易得到。要計(jì)算頻率f，需先求干擾信號(hào)幅值|I(l)|和|I(l+1)|。而接收信號(hào)r(t)經(jīng)FFT變換的幅值為|R（k）|，下面求|I（l）|和|I（l+1）|關(guān)于|R（k）| 的函數(shù)式。 假設(shè)加性白噪聲n（t）=0，則式（1）可以簡(jiǎn)化為： 式中，γ是S1(k)和Ii(k)之間的相位角。 為了使估計(jì)值更準(zhǔn)確，對(duì)多次FFT變換 結(jié)果取平均值： 顯然，s(t)和i(t)不相關(guān)： 根據(jù)頻率譜分析結(jié)果，在加有窄帶干擾的頻率部分，窄帶干擾平均幅值|Ri(k)|遠(yuǎn)大于信息序列平均幅值|Si(k)|，因而下面的關(guān)系式近似成立： 式中，v是一個(gè)很小的整數(shù)。v、δ之間的關(guān)系如圖3所示。當(dāng)δ趨近0.5時(shí)，干擾信號(hào)I（k）在采樣點(diǎn)有較大的幅值，v應(yīng)選較大的數(shù)；相應(yīng)地，當(dāng)δ趨近0或1時(shí)，I（k）幅值很小，應(yīng)選一個(gè)較小的v。關(guān)系式如下： 將I"i(l)和I"(l+1)的估計(jì)值代入式（7），就能準(zhǔn)確計(jì)算出干擾的中心頻率f。 對(duì)多個(gè)窄帶干擾的情況，即M>1時(shí)，可以利用同樣的原理得到lm、δm，從而計(jì)算出中心頻率fm。 干擾帶寬可按下式估計(jì)： ΔBm=NmΔf (17) 式中，Nm為第m個(gè)干擾所占頻率位。 3 仿真結(jié)果及分析 本系統(tǒng)采用40MHz的頻率對(duì)70MHz中頻帶通采樣。頻譜分析采用2048點(diǎn)FFT數(shù)據(jù)，則頻率分辨率為Δf=40MHz/2048=19531.25Hz。給出用dB表示的信號(hào)幅度譜圖如圖4所示。為分析處理，為分析方便，所加窄帶干擾為單頻干擾。圖4根據(jù)帶通采樣定理，圖4中0～20MHz頻段頻譜與實(shí)際的70MHz中頻信號(hào)的60～80MHz頻段頻譜相對(duì)應(yīng)，由于頻譜順序是鏡像的，所以圖中0MHz對(duì)應(yīng)關(guān)中頻80MHz，20MHz對(duì)應(yīng)60MHz。 對(duì)本文提出的算法在TMS320C5410 DSP（時(shí)鐘頻率為100MHz，時(shí)鐘周期為0.01μs）上進(jìn)行仿真，軟件環(huán)境為CCS2.0。程序采用純匯編語言編寫，取8組數(shù)據(jù)平均時(shí)執(zhí)行周期約為4.1%26;#215;10 4時(shí)鐘周期，處理時(shí)間為410μs。表1 三個(gè)干擾中心頻率估計(jì) 干擾位序號(hào)（l）δv干擾頻率估計(jì)值f/Hz=80%26;#215;10 6-(l+δ)Δf實(shí)際頻率/Hz相對(duì)誤差Hex數(shù)十進(jìn)制0F8h2480.351375 149 39575 150 0008%26;#215;10 -61E6h4860.420470 499 60970 500 0006%26;#215;10 -630Ch7800.809164 749 82464 750 0003%26;#215;10 -6表1是三個(gè)干擾仿真結(jié)果，從仿真結(jié)果看，窄帶干擾中心頻率估計(jì)的最大相對(duì)誤差只有8%26;#215;10 -6，這樣高的精度說明此方法對(duì)窄帶干擾信號(hào)參數(shù)的估計(jì)是正確的。同時(shí)租用FFT實(shí)現(xiàn)了并行處理，提高了處理速度，滿足了系統(tǒng)實(shí)時(shí)性要求。