關(guān)于集成RF混頻器與無源混頻器方案的性能比較

　　摘要：本應(yīng)用筆記比較了集成RF混頻器與無源混頻器方案的整體性能，論述了兩種方案的主要特征，并指出集成方案相對于無源方案的主要優(yōu)點(diǎn)。

　　過去，RF研發(fā)人員在高性能接收器設(shè)計(jì)中使用無源下變頻混頻器取得了較好的整體線性指標(biāo)和雜散指標(biāo)。但在這些設(shè)計(jì)中使用分立的無源混頻器也存在一些缺點(diǎn)。

　　為了達(dá)到接收器整體噪聲系數(shù)的指標(biāo)要求，需要在射頻(RF)增益級或中頻(IF)增益級補(bǔ)償無源混頻器的插入損耗。與集成混頻器相比，使用無源混頻器時(shí)，用戶不僅要考慮其輸入三階截點(diǎn)(IIP3)，還要考慮輸出三階截點(diǎn)(OIP3)。無源混頻器的二階線性指標(biāo)一般都比集成平衡混頻器的差，而該指標(biāo)在考慮接收器的半中頻雜散性能時(shí)非常重要。由于混頻器的線性度與本振驅(qū)動(dòng)電平直接相關(guān)，所以必須產(chǎn)生相當(dāng)大的本振注入，然后通過PCB布線饋入無源混頻器的本振端口。此外，還需要外部RF放大級對這些信號進(jìn)行放大，使整個(gè)設(shè)計(jì)對本振輻射和干擾非常敏感。由于無源混頻器是一個(gè)全分立方案，成本更高、PCB尺寸更大，由于分立元件之間的偏差也會導(dǎo)致性能上的差異。

　　集成(或有源)混頻器設(shè)計(jì)可以獲得與無源混頻器相媲美的性能，因而備受歡迎。集成混頻器包含一個(gè)真正的平衡混頻器(Gilbert單元)或帶有中頻放大的無源混頻器，借助增益補(bǔ)償了損耗。由于集成混頻器具有增益級，不再像無源混頻器那樣需要外部中頻放大器補(bǔ)償損耗。對于噪聲系數(shù)指標(biāo)非常好的集成混頻器，如Maxim的MAX9993、MAX9981和MAX9982，在混頻電路前端需要較小的RF增益，從而改善了接收器的整體線性指標(biāo)。值得強(qiáng)調(diào)的是，如果通過在混頻器前端提高增益來改善串聯(lián)噪聲系數(shù)，也必須提高混頻器的線性度，以保持接收器的整體線性指標(biāo)。Maxim的MAX9993、MAX9981和MAX9982混頻器還包括有本振(LO)驅(qū)動(dòng)電路。

　　Maxim的MAX9993高線性度下變頻混頻器具有圖1所示功能：

　　圖1. MAX9993等效電路

　　MAX9993在PCS和UMTS頻帶的指標(biāo)如下：

　　變頻增益 = 8.5dB

　　噪聲系數(shù) = 9.5dB

　　三階輸入截點(diǎn)(IIP3) = +23.5dBm

　　三階輸出截點(diǎn)(OIP3) = +32dBm

　　二階輸入截點(diǎn)(IIP2) = +60dBm

　　二階輸出截點(diǎn)(OIP2) = +68.5dBm

　　低本振驅(qū)動(dòng)電平：0到+6dBm

　　兩路開關(guān)(SPDT)為GSM應(yīng)用選擇LO輸入(本振開關(guān)在無切換應(yīng)用重，如cdma2000?，選擇固定本振信號)

　　圖2所示是一個(gè)無源混頻器、中頻放大器和LO放大器組成的分立方案。圖中使用了單端元件，其二階線性度與Maxim的集成混頻器相比較差。從集成RF混頻器的數(shù)據(jù)資料看，為了與Maxim的集成混頻器進(jìn)行比較，RF電路設(shè)計(jì)人員必須在無源設(shè)計(jì)中考慮各個(gè)分立元件的等效串聯(lián)特性。例如，設(shè)計(jì)人員不僅要注意無源混頻器的三階輸入截點(diǎn)，而且要考慮它的三階輸出截點(diǎn)和包括中頻放大級在內(nèi)的整體系統(tǒng)響應(yīng)。此外，設(shè)計(jì)者還必須計(jì)算無源混頻器方案的等效增益和噪聲系數(shù)，并將結(jié)果與集成混頻器參數(shù)進(jìn)行比較。

　　圖2. 分立混頻器/中頻放大器

　　對每級電路都使用了以下符號：

　　G = 變頻功率增益

　　NF = 噪聲系數(shù)

　　IIP3 = 輸入三階截點(diǎn)

　　OIP3 = 輸出三階截點(diǎn)

　　實(shí)例

　　參照圖2，計(jì)算中頻放大器參數(shù)，得到與MAX9993增益、噪聲系數(shù)和三階截點(diǎn)性能相當(dāng)?shù)恼w串聯(lián)響應(yīng)。假定Mini-Circuits? HJK-19MH無源混頻器用于PCS和UMTS頻帶，給定參數(shù)為：

　　G1 = -7.5dB

　　NF1 = 7.5dB (假設(shè))

　　IIP31 = +29dBm

　　OIP31 = IIP31 + G1 = +21.5dBm

　　將MAX9993的典型指標(biāo)作為PCS和UMTS頻帶的典型參數(shù)：

　　Gsys = 系統(tǒng)總增益 = +8.5dB

　　NFsys = 系統(tǒng)噪聲系數(shù) = 9.5dB

　　IIP3sys = 系統(tǒng)輸入三階截點(diǎn) = +23.5dBm

　　OIP3sys = 系統(tǒng)輸出三階截點(diǎn) = +32dBm

　　所需中頻放大器增益：

　　由下式確定中頻放大器的增益：

　　Gsys = 8.5dB

　　= G1 + G2由此解得G2，

　　G2 = Gsys - G1 = 8.5dB - (-7.5dB)

　　= 16dB

　　所需中頻放大器噪聲系數(shù)：

　　為了得到9.5dB的串聯(lián)噪聲系數(shù)，假定無源混頻器的噪聲系數(shù)等于7.5dB，使用通用的串聯(lián)噪聲系數(shù)方程可求得所要求的中頻放大器噪聲系數(shù)，其中，噪聲系數(shù)(以dB為單位)等于10 * log (噪聲系數(shù))。

　　NFsys = 9.5dB

　　= 10 * log (系統(tǒng)噪聲系數(shù))

　　= 10 * log (Fsys)

　　= 10 * log (F1 + (F2 - 1) / G1)

　　用下式求解NF2：

　　NF2 = 10 * log ((Fsys - F1) * G1 + 1)

　　= 10 * log ((10^(9.5 / 10) - 10^(7.5 / 10)) * (10^(-7.5 / 10)) + 1)

　　= 10 * log ((8.91 - 5.62) * 0.18 + 1)

　　= 10 * log (1.59)

　　= 2dB

　　所需中頻放大器三階截點(diǎn)：

　　使用串聯(lián)輸入截點(diǎn)方程確定中頻放大器的輸入三階截。

　　IIP3sys (dBm) = +23.5dBm

　　= 10 * log (IIP3值)

　　= 10 * log (1 / (1/10^(IIP31 / 10) + 10^(G1 / 10) / 10^(IIP32 / 10)))

　　求解 以確定中頻放大電路所要求的三階截點(diǎn)：

　　IIP32 (dBm) = 10 * log (10^(G1 / 10) * (1 / (1 / 10^(IIP3sys / 10) - 1 / 10^(IIP31 / 10))))

　　= 10 * log (10^(-7.5/10) * (1 / (1 / 10^(23.5 / 10) - 1 / 10^(29 / 10))))

　　= 17.5dBm

　　由可得到放大器的輸出三階截點(diǎn)如下：

　　OIP32 (dBm) = OIP32 + G2

　　= +17.5dBm + 16dB

　　= +33.5dBm

　　串聯(lián)結(jié)果

　　圖3總結(jié)了等效的串聯(lián)參數(shù)：

　　圖3. 無源混頻器與中頻放大器的串聯(lián)響應(yīng)

　　由計(jì)算所得的中頻放大器參數(shù)可知，要找到一個(gè)具有16dB增益和2dB噪聲系數(shù)的中頻放大器非常困難，而且使用該分立方案不能達(dá)到MAX9993所具備的二階線性指標(biāo)。另外，還至少需要一個(gè)或兩個(gè)外部本振放大器，以產(chǎn)生Mini-Circuits HJK-19MH混頻器所要求的+13dBm本振驅(qū)動(dòng)電平。

　　結(jié)論

　　設(shè)計(jì)接收機(jī)時(shí)，設(shè)計(jì)人員在選擇集成混頻器方案時(shí)會顧及到計(jì)算分立方案的等效串聯(lián)指標(biāo)，而后將其與Maxim的集成混頻器比較。本文明確給出了集成混頻器方案與分立混頻器方案相比所具備的優(yōu)點(diǎn)。比較兩種方案時(shí)，必須考慮的重要參數(shù)包括：變頻增益、噪聲系數(shù)和線性度(主要是二階和三階)。本應(yīng)用筆記也給出了計(jì)算串聯(lián)參數(shù)的正確方法。