RF混頻器與無(wú)源混頻器集成方案

　過(guò)去，RF研發(fā)人員在高性能接收器設(shè)計(jì)中使用無(wú)源下變頻混頻器取得了較好的整體線性指標(biāo)和雜散指標(biāo)。但在這些設(shè)計(jì)中使用分立的無(wú)源混頻器也存在一些缺點(diǎn)。

　　為了達(dá)到接收器整體噪聲系數(shù)的指標(biāo)要求，需要在射頻（RF）增益級(jí)或中頻（IF）增益級(jí)補(bǔ)償無(wú)源混頻器的插入損耗。與集成混頻器相比，使用無(wú)源混頻器時(shí)，用戶不僅要考慮其輸入三階截點(diǎn)（IIP3），還要考慮輸出三階截點(diǎn)（OIP3）。無(wú)源混頻器的二階線性指標(biāo)一般都比集成平衡混頻器的差，而該指標(biāo)在考慮接收器的半中頻雜散性能時(shí)非常重要。由于混頻器的線性度與本振驅(qū)動(dòng)電平直接相關(guān)，所以必須產(chǎn)生相當(dāng)大的本振注入，然后通過(guò)PCB布線饋入無(wú)源混頻器的本振端口。此外，還需要外部RF放大級(jí)對(duì)這些信號(hào)進(jìn)行放大，使整個(gè)設(shè)計(jì)對(duì)本振輻射和干擾非常敏感。由于無(wú)源混頻器是一個(gè)全分立方案，成本更高、PCB尺寸更大，由于分立元件之間的偏差也會(huì)導(dǎo)致性能上的差異。

　　集成（或有源）混頻器設(shè)計(jì)可以獲得與無(wú)源混頻器相媲美的性能，因而備受歡迎。集成混頻器包含一個(gè)真正的平衡混頻器（Gilbert單元）或帶有中頻放大的無(wú)源混頻器，借助增益補(bǔ)償了損耗。由于集成混頻器具有增益級(jí)，不再像無(wú)源混頻器那樣需要外部中頻放大器補(bǔ)償損耗。對(duì)于噪聲系數(shù)指標(biāo)非常好的集成混頻器，如Maxim的MAX9993、MAX9981和MAX9982，在混頻電路前端需要較小的RF增益，從而改善了接收器的整體線性指標(biāo)。值得強(qiáng)調(diào)的是，如果通過(guò)在混頻器前端提高增益來(lái)改善串聯(lián)噪聲系數(shù)，也必須提高混頻器的線性度，以保持接收器的整體線性指標(biāo)。MAXIM的MAX9993、MAX9981和MAX9982混頻器還包括有本振（LO）驅(qū)動(dòng)電路。

　　Maxim的MAX9993高線性度下變頻混頻器具有圖1所示功能。.

　　MAX9993在PCS和UMTS頻帶的指標(biāo)如下：

　　變頻增益=8.5dB

　　噪聲系數(shù)=9.5dB

　　三階輸入截點(diǎn)（IIP3）=+23.5dBm

　　三階輸出截點(diǎn)（OIP3）=+32dBm

　　二階輸入截點(diǎn)（IIP2）=+60dBm

　　二階輸出截點(diǎn)（OIP2）=+68.5dBm

　　低本振驅(qū)動(dòng)電平：0到+6dBm

　　兩路開(kāi)關(guān)（SPDT）為GSM應(yīng)用選擇LO輸入（本振開(kāi)關(guān)在無(wú)切換應(yīng)用重，如cdma2000，選擇固定本振信號(hào)）

　　圖2所示是一個(gè)無(wú)源混頻器、中頻放大器和LO放大器組成的分立方案。圖中使用了單端元件，其二階線性度與Maxim的集成混頻器相比較差。從集成RF混頻器的數(shù)據(jù)資料看，為了與Maxim的集成混頻器進(jìn)行比較，RF電路設(shè)計(jì)人員必須在無(wú)源設(shè)計(jì)中考慮各個(gè)分立元件的等效串聯(lián)特性。例如，設(shè)計(jì)人員不僅要注意無(wú)源混頻器的三階輸入截點(diǎn)，而且要考慮它的三階輸出截點(diǎn)和包括中頻放大級(jí)在內(nèi)的整體系統(tǒng)響應(yīng)。此外，設(shè)計(jì)者還必須計(jì)算無(wú)源混頻器方案的等效增益和噪聲系數(shù)，并將結(jié)果與集成混頻器參數(shù)進(jìn)行比較。

　　對(duì)每級(jí)電路都使用了以下符號(hào)：

　　G=變頻功率增益

　　NF=噪聲系數(shù)

　　IIP3=輸入三階截點(diǎn)

　　OIP3=輸出三階截點(diǎn)

　　實(shí)例

　　參照?qǐng)D2，計(jì)算中頻放大器參數(shù)，得到與MAX9993增益、噪聲系數(shù)和三階截點(diǎn)性能相當(dāng)?shù)恼w串聯(lián)響應(yīng)。假定Mini-CircuitsHJK-19MH無(wú)源混頻器用于PCS和UMTS頻帶，給定參數(shù)為：

　　G1=-7.5dB

　　NF1=7.5dB（假設(shè)）

　　IIP31=+29dBm

　　OIP31=IIP31+G1=+21.5dBm

　　將MAX9993的典型指標(biāo)作為PCS和UMTS頻帶的典型參數(shù)：
Gsys=系統(tǒng)總增益=+8.5dB

　　NFsys=系統(tǒng)噪聲系數(shù)=9.5dB

　　IIP3sys=系統(tǒng)輸入三階截點(diǎn)=+23.5dBm

　　OIP3sys=系統(tǒng)輸出三階截點(diǎn)=+32dBm

　　所需中頻放大器增益

　　由下式確定中頻放大器的增益：

　　Gsys=8.5dB=G1+G2，由此解得G2，

　　G2=Gsys-G1=8.5dB-（-7.5dB）=16dB

　　所需中頻放大器噪聲系數(shù)

　　為了得到9.5dB的串聯(lián)噪聲系數(shù)，假定無(wú)源混頻器的噪聲系數(shù)等于7.5dB，使用通用的串聯(lián)噪聲系數(shù)方程可求得所要求的中頻放大器噪聲系數(shù)，其中，噪聲系數(shù)（以dB為單位）等于10×log（噪聲系數(shù)）。

　　NFsys=9.5dB=10×log（系統(tǒng)噪聲系數(shù)）

　　=10×log（Fsys）

　　=10×log（F1+（F2-1）/G1）

　　用下式求解NF2：

　　NF2=10×log（（Fsys-F1）×G1+1）

　　=10×log（（10^（9.5/10）-10^（7.5/10））×（10^（-7.5/10））+1）

　　=10×log（（8.91-5.62）×0.18+1）

　　=10×log（1.59）

　　=2dB

　　所需中頻放大器三階截點(diǎn)

　　使用串聯(lián)輸入截點(diǎn)方程確定中頻放大器的輸入三階截。

　　IIP3sys（dBm）=+23.5dBm

　　=10×log（IIP3值）

　　=10×log（1/（1/10^（IIP31/10）+10^（G1/10）/10^（IIP32/10）））

　　求解以確定中頻放大電路所要求的三階截點(diǎn)：

　　IIP32（dBm）=10×log（10^（G1/10）×（1/（1/10^（IIP3sys/10）-1/10^（IIP31/10））））

　　=10×log（10^（-7.5/10）×（1/（1/10^（23.5/10）-1/10^（29/10））））

　　=17.5dBm

　　由可得到放大器的輸出三階截點(diǎn)如下：

　　OIP32（dBm）=OIP32+G2

　　=+17.5dBm+16dB

　　=+33.5dBm

　　串聯(lián)結(jié)果

　　圖3總結(jié)了等效的串聯(lián)參數(shù)：

　　由計(jì)算所得的中頻放大器參數(shù)可知，要找到一個(gè)具有16dB增益和2dB噪聲系數(shù)的中頻放大器非常困難，而且使用該分立方案不能達(dá)到MAX9993所具備的二階線性指標(biāo)。另外，還至少需要一個(gè)或兩個(gè)外部本振放大器，以產(chǎn)生Mini-CircuitsHJK-19MH混頻器所要求的+13dBm本振驅(qū)動(dòng)電平。

　　結(jié)論

　　設(shè)計(jì)接收機(jī)時(shí)，設(shè)計(jì)人員在選擇集成混頻器方案時(shí)會(huì)顧及到計(jì)算分立方案的等效串聯(lián)指標(biāo)，而后將其與Maxim的集成混頻器比較。本文明確給出了集成混頻器方案與分立混頻器方案相比所具備的優(yōu)點(diǎn)。比較兩種方案時(shí)，必須考慮的重要參數(shù)包括：變頻增益、噪聲系數(shù)和線性度（主要是二階和三階）。本應(yīng)用筆記也給出了計(jì)算串聯(lián)參數(shù)的正確方法。