10kW全橋移相ZVSPWM整流模塊的設(shè)計(jì)
0 引言
本文引用地址:http://m.butianyuan.cn/article/264223.htm在大型發(fā)電廠中,由于需要的直流負(fù)荷比較大,蓄電池的容量通常都在2000A·h以上。若采用常規(guī)的10A或20A的開(kāi)關(guān)整流模塊,一般需要20個(gè)或10個(gè)以上的模塊并聯(lián),并聯(lián)數(shù)過(guò)多,對(duì)模塊之間的均流會(huì)帶來(lái)一定的影響,而且可靠性并不隨著模塊并聯(lián)數(shù)的增加而增加,一般并聯(lián)數(shù)最好在10個(gè)以下。目前,在電廠中大容量的直流充電電源采用相控電源的比較多,因此,很有必要開(kāi)發(fā)針對(duì)電廠用戶的大容量開(kāi)關(guān)整流充電電源。本文介紹的10kW全橋移相ZVSPWM整流模塊正是考慮了這種要求,它采用了加鉗位二極管的ZVS-FBPWM直流變換技術(shù),控制電路采用UC3879專(zhuān)用全橋移相控制芯片,同時(shí)在輕載時(shí)采用了降低開(kāi)關(guān)頻率等技術(shù),具有重量輕,效率高等優(yōu)點(diǎn)。
1 整流模塊主電路設(shè)計(jì)與參數(shù)計(jì)算
整流模塊的主電路原理框圖如圖1所示,由輸入EMI濾波器,整流濾波,ZVS全橋變換器,輸出整流濾波和輸出EMI濾波器等組成。
圖1 主電路原理框圖
圖1中由開(kāi)關(guān)管S1~S4,鉗位二極管D1及D2,諧振電感Lr,隔直電容Cb,主變壓器T1以及吸收電阻和電容等組成全橋移相ZVS變換器,其中S1及S3為超前管,S2及S4為滯后管。S1(S3)超前S4(S2)一定的角度,即移相角。S1~S4采用IGBT單管并聯(lián)組成,開(kāi)關(guān)頻率為25kHz左右。
1.1 變壓器參數(shù)的設(shè)計(jì)
由于設(shè)計(jì)的全橋移相ZVSPWM整流模塊的最大輸出功率接近10kW,若采用常規(guī)的鐵氧體磁芯,由于功率比較大,磁芯不太好選擇,實(shí)際設(shè)計(jì)中磁芯采用了超微晶磁環(huán)。和鐵氧體相比,超微晶材質(zhì)具有較高的飽和磁密(可達(dá)1.2~1.6T)和較低損耗和優(yōu)良的溫度穩(wěn)定性等優(yōu)點(diǎn),非常適宜用作大功率開(kāi)關(guān)電源的主變壓器的磁芯。
本模塊的輸入輸出指標(biāo)為輸入304~456V,輸出198~286V/35A。
1)直流母線的最低電壓Vdmin
Vdmin≈Vinmin×1.35=410.4V(1)
式中:Vinmin為三相輸入電壓最低值304V。
2)變壓器副邊的最低電壓V2min
V2min=(Vomax+VD+Vr)/Dmax=(286+3+2)/0.95=306.3V(2)
式中:Vomax為模塊輸出電壓最高值,取為286V;VD為整流二極管的壓降,取為3V;Vr為變壓器副邊繞組內(nèi)阻壓降和線路壓降,取為2V;Dmax為最大占空比,取為0.95。
3)變壓器的變比n
n=Vdmin/V2min=410.4/306.3=1.33
實(shí)際變壓器原邊取為21匝,副邊為16匝,變比為21/16=1.3125。
1.2 諧振電感Lr參數(shù)的設(shè)計(jì)
在全橋移相ZVS變換器中,在超前管S1(S3)的開(kāi)關(guān)過(guò)程中,由于輸出濾波電感L1與諧振電感Lr是串聯(lián)的,而L1和諧振電感相比一般比較大,因此超前管很容易實(shí)現(xiàn)ZVS;而在滯后管S2(S4)的開(kāi)關(guān)過(guò)程中,由于變壓器副邊是短路的,此時(shí)依靠諧振電感Lr的能量來(lái)實(shí)現(xiàn)ZVS,因此滯后管實(shí)現(xiàn)ZVS比較困難,一般設(shè)計(jì)在1/3滿載負(fù)載以上實(shí)現(xiàn)零電壓開(kāi)關(guān)。
Lr=8CmosVdmax2/3I12[2](3)
式中:Cmos為開(kāi)關(guān)管漏源極電容(包括外并電容),實(shí)際中取為3300pF;Vdmax為直流母線電壓的最大值,取為
1.35×456=615.6V;
I1為滯后臂開(kāi)關(guān)管關(guān)斷時(shí)原邊電流。
I1=(Iomax/3+ΔI1f/2)/n(4)
式中:Iomax為輸出電流最大值,取為35A;ΔI1f為允許輸出電感電流的脈動(dòng)值,取為0.2×35=7.0A。
由以上數(shù)據(jù)計(jì)算可得Lr=24.7μH。
2 控制電路設(shè)計(jì)
控制電路采用了專(zhuān)用移相控制器件UC3879,原理框圖如圖2所示。
圖2 控制電框圖
圖2中ISET為電流限流設(shè)定值,VSET為電壓設(shè)定值,分別由微處理器產(chǎn)生;IO為輸出電流值,VFB為輸出電壓反饋值;SHT為故障關(guān)機(jī)信號(hào),IPR為原邊電流采樣值。
UC3879采用電流型PWM控制方式,把變壓器原邊電流引入到芯片內(nèi)部,提高了模塊的瞬態(tài)響應(yīng)速度。UC3879輸出的OA,OB,OC,OD4路信號(hào)再通過(guò)TLP250光耦組成了驅(qū)動(dòng)電路,分別驅(qū)動(dòng)S1~S4 4組開(kāi)關(guān)管。OA/OB,OC/OD相位互補(bǔ),OA(OB)分別超前OC(OD)一定的移相角。
由于本全橋移相開(kāi)關(guān)管采用IGBT,電流關(guān)斷時(shí)存在拖尾現(xiàn)象,開(kāi)關(guān)管兩端并聯(lián)的電容比較大,導(dǎo)致空載損耗比較大。因此,在設(shè)計(jì)中采用了模塊輕載時(shí)降低開(kāi)關(guān)頻率的方法,即在輸出電流<0.5A時(shí),使開(kāi)關(guān)頻率適當(dāng)降低;而當(dāng)輸出電流>0.5A時(shí),使模塊開(kāi)關(guān)頻率恢復(fù)正常值。降頻的實(shí)際電路如圖3所示,IO′為輸出電流值,IREF為設(shè)置的電流閾值。當(dāng)輸出電流超過(guò)設(shè)置的電流閾值時(shí),Q1導(dǎo)通,UC3879的振蕩電阻變?yōu)镽28和R17(R17見(jiàn)圖2)并聯(lián);而當(dāng)輸出電流小于設(shè)置的電流閾值時(shí),Q1關(guān)斷,UC3879的振蕩電阻為R17。
圖3 降頻控制電路
實(shí)測(cè)樣機(jī)在交流輸入440V時(shí),不降頻的情況下,空載損耗有220W左右,而采用降頻控制技術(shù)后,空載損耗只有130W左右。
3 實(shí)驗(yàn)結(jié)果
按照上述設(shè)計(jì)思想制作了2臺(tái)試驗(yàn)樣機(jī),表1為其中一臺(tái)實(shí)測(cè)的效率數(shù)據(jù)。
表1 實(shí)測(cè)效率
輸入電壓380V,輸出電壓240V。
圖4為2A負(fù)載時(shí)超前管S1的驅(qū)動(dòng)波形(CH1)和漏源極波形(CH2);
圖4 2A負(fù)載時(shí)S1驅(qū)動(dòng)波形與漏源極波形
圖5為2A負(fù)載時(shí)滯后管S2的驅(qū)動(dòng)波形(CH2)和漏源極波形(CH1),從圖5可以看出滯后管還沒(méi)有實(shí)現(xiàn)ZVS;
圖5 2A負(fù)載時(shí)S2驅(qū)動(dòng)波形與漏源極波形
圖6為15A負(fù)載時(shí)滯后管S2的驅(qū)動(dòng)波形(CH2)和漏源極波形(CH1),從圖6可以看到滯后管已實(shí)現(xiàn)ZVS;
圖6 15A負(fù)載時(shí)S2驅(qū)動(dòng)波形與漏源極波形
圖7為35A負(fù)載時(shí)變壓器的原邊波形(20A/div)。
圖7 35A負(fù)載時(shí)變壓器原邊電流波形
4 結(jié)語(yǔ)
本文介紹的全橋移相ZVSPWM整流模塊的開(kāi)關(guān)管實(shí)現(xiàn)了ZVS,輸出240V、35A時(shí)效率達(dá)到93.4%;而且由于采用了輕載變頻的技術(shù),使得空載損耗大為降低,具有廣泛的應(yīng)用前景。
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評(píng)論