千兆高速采集系統(tǒng)的硬件電路設(shè)計

　　1 ADC08D1000的結(jié)構(gòu)

　　ADC08D1000是NS(National Semiconductor，國家半導(dǎo)體)公司于2005年推出的雙通道低功耗的高速8位A／D轉(zhuǎn)換器，其最高單通道采樣頻率達l.3 GHz，全功率帶寬(FPBW)為1．7 GHz，在500 MHz標(biāo)準(zhǔn)信號輸入的情況下可以獲得7．4位的有效采樣位數(shù)。整個A／D轉(zhuǎn)換器用單電源1．9V供電，內(nèi)帶高質(zhì)量參考源和高性能采樣保持電路，每個通道均為差分輸入，采樣范圍可選為650 mV或870 mV(峰一峰值)。在高速數(shù)／模轉(zhuǎn)換系統(tǒng)中，有兩大難點：一個是數(shù)／模轉(zhuǎn)換器輸出信號的完整性，另一個是輸出信號的速度太高。這兩個難點在ADC08D1000上都得到了比較好的解決。

　　為了提高數(shù)字輸出信號的完整性，降低電源功耗，該A／D轉(zhuǎn)換器采用了低電壓差分傳輸(LVDS)技術(shù)來傳送高速數(shù)／模轉(zhuǎn)換器的輸出信號，接收端電壓的擺幅極小，僅有350 mV，這樣就可以用更短的翻轉(zhuǎn)時間，使傳輸信號的頻率進一步提高。雖然電壓擺幅很小，但由于是差分信號，只要電路走線得當(dāng)，就可以極大地抑制共模噪聲，得到比TTL／CMOS電平傳輸更好的抗干擾效果和更低的輻射噪聲。

　　為了降低輸出信號的速度，該A／D轉(zhuǎn)換器采取了增加輸出信號帶寬，降低輸出信號速度的做法。為了實現(xiàn)這種做法，在數(shù)／模轉(zhuǎn)換器內(nèi)部有一個2路分配器(DEMUX)，將2個采樣點的數(shù)據(jù)分配到2個8位總線上，然后每2個采樣周期輸出1次16位數(shù)據(jù)。由于采用了這種辦法，數(shù)據(jù)傳輸率會降低一半，但每次接收的數(shù)據(jù)位數(shù)會增加1倍。以1 GHz的采樣率為例，模／數(shù)轉(zhuǎn)換器的輸出不再是以l GHz的速率輸出8位數(shù)據(jù)，而是以500 MHz的速度輸出16位的數(shù)據(jù)。此外，該A／D轉(zhuǎn)換器還提供了雙倍數(shù)據(jù)傳輸率(DDR)技術(shù)，可以利用時鐘的上升及下降沿將數(shù)據(jù)送至輸出端，這樣可以進一步降低傳輸?shù)臅r鐘頻率。在本系統(tǒng)設(shè)計中，對于與A／D轉(zhuǎn)換器接口比較高端的FPGA，其LVDS接收器能夠接收500 MHz的時鐘頻率，所以末采用DDR方式；對于一些低端的FPGA，最好采用DDR方式。

　　ADC08Dl000結(jié)構(gòu)框圖如圖1所示。

　　2 硬件電路設(shè)計

　　2.1 A／D轉(zhuǎn)換器外圍電路設(shè)計

　　A／D轉(zhuǎn)換器的外圍電路設(shè)計如圖2所示。

　　在這種控制模式下使用該A／D轉(zhuǎn)換器的所有功能。兩種控制的接口電路都比較常見。值得一提的是，這塊A／D轉(zhuǎn)換器可以對其模擬接口的輸入阻抗進行校正，使偏移誤差、增益誤差和線性誤差被降至最低。方法是在REXT腳上串聯(lián)一個3．3kΩ的電阻到地，在校正時，REXT腳對地電阻的l／33將被用作輸入阻抗，所以對這個電阻的精度要求很高．可以考慮用精度0．1％的精密電阻。(精度最好不該A／D轉(zhuǎn)換器的模擬信號輸入(包括采樣時鐘和2路采樣信號)，最好采用差分輸入而不是單端輸入，這對最后的性能影響很大。如果被采樣的信號經(jīng)過前端的濾波和放大(限幅)電路，最后進入采集系統(tǒng)的是單端信號，這時可以將單端信號變成差分信號。為了將單端信號變成差分信號，設(shè)計中采用了BALUN(非平衡變壓器，型號是ETCl—1—13)，如圖3所示。其工作范圍是4．5～3 000MHz，傳輸比是1：l。電路如圖4所示，5腳是BALUN輸入，1腳是輸出正端，3腳是輸出負(fù)端，分別將差分信號接到A／D轉(zhuǎn)換器對應(yīng)的差分輸入端。由于ADC08D1000的差分輸入阻抗是100Ω，所以在BALUN的差分輸出上接了100Ω的電阻，將BALUN的輸出阻抗轉(zhuǎn)換為50Ω的差分阻抗。

　　該A／D轉(zhuǎn)換器的控制接口有兩種：一種是將相應(yīng)的控制引腳接固定電平的簡單控制，在這種模式下不能使用時鐘雙邊沿送數(shù)；另一種是基于SPI口的復(fù)雜控制，可以要低于l％)。

　　2.2 與FPGA數(shù)據(jù)接口電路

　　A／D轉(zhuǎn)換器的數(shù)據(jù)輸出是用的34對LVDS線進行傳輸，其中有2個16位的數(shù)據(jù)通道、1個輸出數(shù)據(jù)鎖存時鐘和1個溢出標(biāo)志(這個溢出標(biāo)志在2個通道的任何一個采集數(shù)據(jù)超出范圍時有效。)

　　LVDS的部分電平標(biāo)準(zhǔn)在ANSI／TIA／EIA一644中規(guī)定如表1所列。

　　在ADC08D1000中，表中列出的3個參數(shù)都與該協(xié)議兼容，參數(shù)的解釋如圖5所示。LVDS的驅(qū)動器和接收器都不依賴于特殊的電源電壓(如5V)，因此，LVDS很容易移至低供電電壓(如3．3V或2．5 V)。

　　對高速LVDS的電路設(shè)計和電路板走線來說，有兩個方面的問題必須引起高度重視：一個是接收端與走線的阻抗匹配問題；另一個就是相同差分對走線必須緊密耦合，不同差分對之間的走線長度要一致。

　　就第一個問題而言，LVDS的驅(qū)動器輸出是一個驅(qū)動差分線對的電流源，而接收器具有高直流輸入阻抗，因此，需要在靠近接收器的地方有一個負(fù)載將電流轉(zhuǎn)換成電壓。在協(xié)議上規(guī)定，接收端需要有100Ω的差分負(fù)載，所以在電路上需要在差分線對之間接一個10OΩ的電阻。LVDS的標(biāo)準(zhǔn)電流是3．5 mA，可以在負(fù)載上產(chǎn)生350 mV的電壓，驅(qū)動器的切換會改變流經(jīng)電阻的電流方向，這樣在接收端就可以產(chǎn)生有效的“1”和“O”電平。然而，在高速信號傳輸過程中，傳輸線的特性阻抗是比較大的，這就需要在上述的100Ω電阻和傳輸線之間進行匹配。在協(xié)議中建議采用差分微帶線(microstrip)或者差分帶狀線(strip—line)來設(shè)計LVDS走線。如圖6所示，無論足微帶線還是帶狀線，都需要一個以上完整的等電勢面(通常選地平面)，所以至少需要4層以上的PCB。在本系統(tǒng)中，由于FPGA是484腳的FBGA封裝，所以采用了8層板，LVDS走線采用的是差分微帶線。差分微帶線的特性阻抗需要設(shè)計為ZDIFF=100Ω，公式為：

　　式中：ZDIFF和Z0的單位為Ω。

　　式中的w、s、h、t如圖6所示，其單位需要保持一致；εy，是電路板材料的介電常數(shù)，根據(jù)不同的電路板材料，有不同的介電常數(shù)。因為LVDS上的數(shù)據(jù)速率只有500 Mbps(不是很高)，所以在本設(shè)計中選擇的是最常用的FR-4材料(俗稱“玻纖板”)。玻纖板的介電常數(shù)是4．1～5．3。如果速度超過lGbps，那么最好使用更小介電常數(shù)的材料(如GETEK，介電常數(shù)為3．8～3．9)。公式中其他參數(shù)的設(shè)計需要根據(jù)制板廠家的工藝尺寸來確定。本設(shè)計中，w、s、h均為4 mil(目前國內(nèi)已經(jīng)能達到的工藝，1000 mil="25"．4 mm)，t忽略。由于在本設(shè)計中微帶線只是在頂層走線，所以頂層和第2層的距離是h。

　　在第二個問題，相同差分對間走線的耦合上，由于器件的引腳間距和過孔尺寸問題，要實現(xiàn)差分走線的任何地方都是4 mil是很困難的，只能盡量縮短非緊耦合線路的長度，具體處理方法可以參見圖7和圖8的走線方式。注意，差分對間的間距至少要大于3倍差分對的寬度，因為差分對線的干擾在近距離的地方還是比較強的。對于高速信號，電路板線上的延時是不能忽略不計的，這個延時與差分對線的w、s、h、εy相關(guān)，還與走線長度成正比。因為在設(shè)計差分對走線時．對w、s、h、εγ均統(tǒng)一設(shè)置了，所以一般只與走線長度相關(guān)。在本設(shè)計中，將差分對線的長度定為4120 mil～4 180mil，走線長度和容限可以根據(jù)具體電路板的布局進行調(diào)整，但是容限最好不要超過100 mil；否則，在接收的時候可能因為數(shù)據(jù)的相位相差過大而采集不到正確的數(shù)據(jù)。

　　本系統(tǒng)選擇的FPGA(Stratix II，EP2S60)上，有足夠的LVDS接收腳，還有LVDS接收器和解串器，就沒有必要去選擇額外的LVDS接收器件；但是，對一些低端的FPGA來說，LVDS接收腳不足或者沒有，這時必須選擇外部的LVDS接收器。在選擇接收器件時要注意的是，接收端的100Ω電阻是器件內(nèi)部提供還是需要外接。本設(shè)計選擇的FPGA上的LVDS接收器已經(jīng)帶有這個電阻了，但是LVDS時鐘接口卜沒有提供這個電阻，所以在圖8上只有LVDS時鐘接收端可以看到電阻。

　　2.3 A／D轉(zhuǎn)換器的電源設(shè)計

　　由于ADC08D1000是低功耗的，在雙通道1 GHz的采樣頻率下，消耗的電流不到l A，功率不到1．8 W，所以電源就比較好設(shè)計。電源方案用常見的DC—DC加LDO就可以了，又因為電流不大，所以LDO的選擇范圍比較大。芯片的模擬部分和數(shù)字部分的供電可以用電感隔開，如圖9所示。注意，流過電感的最大電流不要超出所用電感的承受能力。

　　在電源的設(shè)計中，還有一個問題要特別注意，那就是在LDO上電的瞬間會產(chǎn)生電壓尖峰(voltage spike)。這個尖峰的產(chǎn)生是由于上電瞬間，負(fù)載芯片只吸取很低的電流，會造成電壓瞬間出現(xiàn)一個高峰，對于ADC08D1000和可用以下公式計算出來：

　　在該公式中，VINFSR是A／D轉(zhuǎn)換器的最大輸入量程，VIN(P-P)是實際的輸入被采樣波形的電平幅度，N是轉(zhuǎn)換器的分辨率，fin是輸入信號的頻率。當(dāng)采用低通采樣(即輸入頻率不超過奈奎斯特率)時，1 Gsps的采樣率的最高輸入頻率不超過500 MHz，再假設(shè)是滿量程輸入，則總抖動容限時間要求為：

　　這個值是外部時鐘源的抖動和A／D轉(zhuǎn)換器器件的采樣保持電路(SHA)的孔徑抖動(Aperture Jitter，Taj)的均方值。ADC08D1000的孔徑抖動的典型值為0．4ps，所以外部時鐘源的抖動容限時間要求為：

　　在設(shè)計外部振蕩器時，其性能參數(shù)要符合抖動的要求。因為與基本頻率并存的其他頻率也發(fā)揮極其重要的作用，所以必須確?；绢l率能量不會在頻譜范圍內(nèi)過寬，且有比較低的雜散信號。

　　結(jié)語

　　本文詳細(xì)介紹了一種基于高速轉(zhuǎn)換芯片ADC08D1000的采集系統(tǒng)的設(shè)計和實現(xiàn)，對設(shè)計中的一些關(guān)鍵性問題給予了解決方案和詳細(xì)的分析。在超高速數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換系統(tǒng)的設(shè)計中，需要面對很多的挑戰(zhàn)。這類轉(zhuǎn)換系統(tǒng)是真正的混合信號系統(tǒng)，必須小心考量所有子電路的優(yōu)缺點，才能確保模／數(shù)轉(zhuǎn)換器充分發(fā)揮其強勁的性能。