一種改善W-CDMA手機(jī)用功率放大器線性度的新方法

　　1 引言

　　第三代移動(dòng)通信(3rd-Generation，簡(jiǎn)稱3G)系統(tǒng)具有更大的容量、更好的通訊品質(zhì)、更高的頻帶利用率，這些特點(diǎn)使得它能為高速和低速移動(dòng)用戶提供語(yǔ)音、數(shù)據(jù)、電視會(huì)議及多媒體等多種業(yè)務(wù)。但這些出色的性能也對(duì)硬件電路系統(tǒng)提出了更高的要求，尤其是發(fā)射子系統(tǒng)的功率放大器(PA)單元。W-CDMA(Wideband Code Division Multiple Access)作為第三代移動(dòng)通信(3G)的標(biāo)準(zhǔn)之一已經(jīng)在歐洲和日本獲得了成功的商業(yè)應(yīng)用。W-CDMA系統(tǒng)的PA具有如下新的特點(diǎn)：

　　第一，在3G手機(jī)中，最關(guān)鍵的是高速數(shù)據(jù)傳送要求具有更高的帶寬和發(fā)送功率。在W-CDMA中采用帶寬為3.84MHz的偽隨機(jī)噪聲碼(Pseu-do-Noise code，PN碼)，因此用戶信號(hào)帶寬也為3.84MHz，由放大器IMX產(chǎn)生的非線性失真分布在更寬的范圍內(nèi)。

　　第二，為了提高數(shù)據(jù)發(fā)送速率和增加頻譜利用效率，采用混合相移鍵控HPSK(Hybrid Phase ShiftKeying)調(diào)制方法，要求PA必須有良好的線性度。功放的AM-PM特性會(huì)導(dǎo)致調(diào)制信號(hào)的相位失真，從而接收系統(tǒng)的誤碼率會(huì)上升，導(dǎo)致系統(tǒng)通信品質(zhì)的降低。

　　第三，由于遠(yuǎn)近效應(yīng)的存在，PA的輸出動(dòng)態(tài)范圍大。按照第三代合作伙伴計(jì)劃(3rd GenerationPartnership Project，簡(jiǎn)稱3GPP)推出的W-CDMA標(biāo)準(zhǔn)，要求發(fā)射機(jī)可控發(fā)射功率范圍為+24dBm到-50dBm，共74dB的動(dòng)態(tài)范圍，如果再考慮一些余量，整個(gè)發(fā)射機(jī)應(yīng)具有超過(guò)80dB的動(dòng)態(tài)范圍。發(fā)射機(jī)芯片動(dòng)態(tài)指標(biāo)往往受限于高功率時(shí)的ACPR指標(biāo)和低功率時(shí)的噪聲底，而臨近信道泄漏功率的大小與輸入功率的三次方成正比，為避免對(duì)臨近信道用戶產(chǎn)生過(guò)大干擾，最大功率輸出時(shí)ACPR不應(yīng)大于-37dBc。

　　2 第三代移動(dòng)通信W-CDMA功率放大器電路中效率與線性特性的關(guān)系

　　在3GPP制定的W-CDMA標(biāo)準(zhǔn)中，只有對(duì)PA的線性度和發(fā)射功率的要求，所以它們是第一位的。對(duì)線性度近乎苛刻的要求，就需要與其它參數(shù)進(jìn)行折中，例如效率。W-CDMA系統(tǒng)的射頻信號(hào)為非恒定包絡(luò)，這決定了只能利用工作效率在25％至35％之間的線性放大器，而采用非線性功率放大器的第二代GSM電話發(fā)射機(jī)的典型工作效率約為50％。由于W-CDMA的射頻信號(hào)為多種業(yè)務(wù)數(shù)據(jù)的疊加，因此不同于恒定包絡(luò)信號(hào)，射頻功率放大器不能被驅(qū)動(dòng)至壓縮區(qū)，而必須采用功率回退的方法使功率放大器工作于線性區(qū)?；赝嗽蕉啵€性越好，但功率放大器的效率也越低。為了兼顧線性和效率，W-CDMA功率放大器的設(shè)計(jì)一般都會(huì)采用各種線性化技術(shù)來(lái)達(dá)到線性和效率之間的平衡。

　　3 目前常用的幾種改善功率放大器線性度的方法

　　實(shí)現(xiàn)射頻功放線性化的技術(shù)很多，常見(jiàn)的有以下三種：功率回退(back-off)法、前饋(feedforward)法和預(yù)失真(predistortion)法。

　　3.1 功率回退法

　　在眾多線性化技術(shù)中，功率回退技術(shù)是最常用的方法，即把功率放大器的輸入功率從1dB壓縮點(diǎn)向后回退幾個(gè)分貝，工作在遠(yuǎn)小于1dB壓縮點(diǎn)的電平上，使功率放大器遠(yuǎn)離飽和區(qū)，進(jìn)入線性工作區(qū)，從而改善功率放大器的三階交調(diào)系數(shù)。即選用功率較大的管子作小功率管使用，實(shí)際上是以犧牲直流功耗來(lái)提高功放的線性度。

　　功率回退法簡(jiǎn)單且易實(shí)現(xiàn)，不需要增加任何附加設(shè)備，是改善放大器線性度行之有效的方法，缺點(diǎn)是功率放大器的效率大為降低。另外，當(dāng)功率回退到一定程度，即當(dāng)三階交調(diào)(IM3)達(dá)到-40dBc以下時(shí)，繼續(xù)回退將不再改善放大器的線性度。因此，在線性度要求很高的場(chǎng)合，完全靠功率回退是不夠的。

　　3.2 前饋法

　　前饋線性化技術(shù)原理如圖1所示。射頻信號(hào)輸人后，經(jīng)功分器(Splitter)分成兩路。一路進(jìn)入主功率放大器A1，由于其非線性失真，輸出端除了有需要放大的主頻信號(hào)外，還有三階交調(diào)干擾。從主功放的輸出中耦合一部分信號(hào)與另一路經(jīng)過(guò)延時(shí)線TD1延時(shí)的輸入信號(hào)在合成器(Subtracter)中疊加，使主載頻信號(hào)完全抵消，只剩下反相的三階交調(diào)分量。三階交調(diào)分量經(jīng)輔助放大器放大后與經(jīng)延時(shí)線TD2延時(shí)的主功放輸出信號(hào)在耦合器C2中疊加，抵消主功放的三階交調(diào)干擾，從而得到線性的放大信號(hào)。

　　前饋技術(shù)既提供了較高校準(zhǔn)精度的優(yōu)點(diǎn)，又沒(méi)有不穩(wěn)定和帶寬受限的缺點(diǎn)；但是，這些優(yōu)點(diǎn)是用高成本換來(lái)的。由于在輸出端進(jìn)行校準(zhǔn)時(shí)，功率電平較大，校準(zhǔn)信號(hào)需放大到較高的功率電平，這就需要額外的輔助放大器，而且要求這個(gè)輔助放大器本身的失真特性應(yīng)處在前饋系統(tǒng)的指標(biāo)之上，并且由于在校準(zhǔn)環(huán)中添加了一輔助功率放大器，因而總效率有所降低。

　　前饋功放的抵消要求是很高的，需獲得幅度、相位和時(shí)延的匹配，如果出現(xiàn)功率變化、溫度變化及器件老化等情況均會(huì)造成抵消失靈。為此需要在系統(tǒng)中考慮自適應(yīng)抵消技術(shù)，使抵消能夠跟得上內(nèi)外環(huán)境的變化。

　　3.3 預(yù)失真法

　　預(yù)失真就是在功率放大器前增加一個(gè)非線性電路用以補(bǔ)償功率放大器的非線性。預(yù)失真線性化技術(shù)的原理如圖2所示。

　　預(yù)失真線性化技術(shù)，它的優(yōu)點(diǎn)在于不存在穩(wěn)定性問(wèn)題、有更寬的信號(hào)頻帶、能夠處理含多載波的信號(hào)。預(yù)失真技術(shù)成本較低，由幾個(gè)仔細(xì)選取的元件封裝成單一模塊，連在信號(hào)源與功放之間，就構(gòu)成預(yù)失真線性功放。手持移動(dòng)臺(tái)中的功放已采用了預(yù)失真技術(shù)，它僅用少量的元件就降低了互調(diào)IM產(chǎn)物幾dB，但卻是很關(guān)鍵的幾dB。

　　預(yù)失真技術(shù)分為RF預(yù)失真和數(shù)字基帶預(yù)失真兩種基本類型。RF預(yù)失真一般采用模擬電路來(lái)實(shí)現(xiàn)，具有電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、成本低、易于高頻、寬帶應(yīng)用等優(yōu)點(diǎn)，缺點(diǎn)是頻譜再生分量改善較少、高階頻譜分量抵消較困難?；鶐ьA(yù)失真由于工作頻率低，可以用數(shù)字電路實(shí)現(xiàn)，適應(yīng)性強(qiáng)，而且可以通過(guò)增加采樣率和增大量化階數(shù)的辦法來(lái)抵消高階互調(diào)失真，是一種很有發(fā)展前途的方法。數(shù)字基帶預(yù)失真原理如圖3所示。

　　數(shù)字預(yù)失真器由一個(gè)矢量增益調(diào)節(jié)器組成，根據(jù)查找表LUT的內(nèi)容來(lái)控制輸入信號(hào)的幅度和相位，預(yù)失真的大小由查找表LUT的輸入來(lái)控制。矢量增益調(diào)節(jié)器一旦被優(yōu)化，將提供一個(gè)與功放相反的非線性特性。理想情況下，這時(shí)輸出的互調(diào)產(chǎn)物應(yīng)該與雙音信號(hào)通過(guò)功放的輸出幅度相等而相位相反，即自適應(yīng)調(diào)節(jié)模塊就是要調(diào)節(jié)查找表的輸入，從而使輸入信號(hào)與功放輸出信號(hào)的差別最小。注意到輸入信號(hào)的包絡(luò)也是查找表LUT的一個(gè)輸入，反饋路徑來(lái)取樣功放的失真輸出，然后經(jīng)過(guò)A／D變換送入自適應(yīng)調(diào)節(jié)DSP中，進(jìn)而來(lái)更新查找表(LUT)。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明在輸出功率為27dBm時(shí)，應(yīng)用數(shù)字預(yù)失真技術(shù)的放大器功率附加效率(PAE)可以提高20％，ACPR可以改善6dB。

　　然而，從成本和體積兩方面來(lái)考慮，前饋技術(shù)和預(yù)失真技術(shù)只能應(yīng)用于基站，不適合應(yīng)用于手機(jī)功放。

　　4 利用等效低通濾波器模型改善W-CDMA手機(jī)用功率放大器線性度的新方法

　　W-CDMA系統(tǒng)采用非恒定包絡(luò)的調(diào)制方法使得對(duì)功率放大器的設(shè)計(jì)提出了高線性的要求。衡量W-CDMA功率放大器線性度的指標(biāo)是臨近信道泄漏功率比(ACPR)，其定義為臨近信道內(nèi)泄漏功率與主信道內(nèi)信號(hào)功率的比值(以dBc為單位)。W-CDMA采用5MHz的信道帶寬，信號(hào)集中在信道內(nèi)3.84MHz的中心帶寬內(nèi)。對(duì)于我們研究的主信道來(lái)說(shuō)，其兩邊5MHz間隔處有左右兩個(gè)信道(分別對(duì)應(yīng)為lower channel和upper channel)。在實(shí)際測(cè)試中經(jīng)常會(huì)觀察到左右兩邊兩個(gè)信道所對(duì)應(yīng)的ACPR值不同，也就是產(chǎn)生了ACPR的不對(duì)稱性。ACPR不對(duì)稱性會(huì)使ACPR的指標(biāo)惡化，致使功放的線性度大幅度降低。在數(shù)字預(yù)失真線性化[7]技術(shù)中ACPR不對(duì)稱性的影響是十分嚴(yán)重的。因此研究ACPR不對(duì)稱性產(chǎn)生的原因以及如何減小這種不對(duì)稱性的方法對(duì)改善功放的線性度具有十分重要的意義。

　　已有研究表明偶次交調(diào)產(chǎn)生的低頻因素對(duì)功放的線性度有重要影響，本文在此研究的基礎(chǔ)上，分析了低頻因素對(duì)ACPR不對(duì)稱性的影響；根據(jù)實(shí)際功率放大器結(jié)構(gòu)提出了一種等效低通濾波器模型；仿真驗(yàn)證了該低通濾波器的帶寬和階數(shù)對(duì)ACPR不對(duì)稱性的影響；測(cè)試中通過(guò)改變?cè)摰屯V波器的帶寬和階數(shù)，使得ACPR不對(duì)稱性改善了3.72dB，同時(shí)ACPR降低了2.95dB，大大提高了功放的線性度。

　　4.1 低頻因素對(duì)ACPR不對(duì)稱性的影響

　　ACPR的不對(duì)稱性本質(zhì)上就是三階交調(diào)分量IM3的不對(duì)稱性。關(guān)于IM3不對(duì)稱性產(chǎn)生原因的觀點(diǎn)很多，主要?dú)w結(jié)為兩類：Steve c．Cripps認(rèn)為AM-AM效應(yīng)與AM-PM效應(yīng)之間的相移是產(chǎn)生IM3不對(duì)稱性的原因；還有研究認(rèn)為電路輸入端的低頻阻抗和二次諧波阻抗是產(chǎn)生IM3不對(duì)稱性的直接原因。本文從偶次交調(diào)產(chǎn)生的低頻因素人手，提出了一種新的影響W-CDMA手機(jī)用功率放大器ACPR不對(duì)稱性的機(jī)制，即等效低通濾波器模型，通過(guò)仿真和測(cè)試驗(yàn)證了這種模型對(duì)于改善ACPR不對(duì)稱性進(jìn)而提高功放線性度的有效性。

　　W-CDMA系統(tǒng)采用5MHz的寬帶調(diào)制，主信道內(nèi)的信號(hào)可以看作是一個(gè)n音信號(hào)，這些n音信號(hào)的三階交調(diào)分量IM3正好落在主信道兩邊的臨近信道內(nèi)，從而形成了臨近信道的功率泄漏。臨近信道泄漏功率與主信道信號(hào)功率之比就是ACPR。

　　為了簡(jiǎn)化計(jì)算，同時(shí)又不失討論的一般性，我們首先分析雙音信號(hào)產(chǎn)生的交調(diào)效應(yīng)，然后再推廣到多音信號(hào)。假設(shè)主信道內(nèi)有兩個(gè)輸入幅度均為A、輸入頻率分別為ω1和ω2(令ω2>ω1)的雙音信號(hào)，

　　由上式可以看出，由于三次方項(xiàng)的存在，在輸出信號(hào)中產(chǎn)生了(2ω1-ω2)與(2ω2-ω1)兩個(gè)三階交調(diào)分量，左右兩邊的三階交調(diào)分量是相等的。同時(shí)注意到，在輸出分量中還存在由于二次方項(xiàng)所產(chǎn)生的二階交調(diào)分量(ω2-ω1)，此二階交調(diào)分量的頻率非常低，接近于直流分量。從表面上看，二階交調(diào)產(chǎn)生的低頻分量距離兩個(gè)主信號(hào)ω1和ω2非常遠(yuǎn)，似乎不會(huì)對(duì)主信號(hào)產(chǎn)生影響，但是這個(gè)低頻因素會(huì)沿著電源線和偏置網(wǎng)絡(luò)反饋回輸入端，從而與輸入信號(hào)再次產(chǎn)生交調(diào)，圖4所示即為低頻因素反饋回功放輸入端與輸入信號(hào)再次產(chǎn)生二階交調(diào)的示意圖。

　　頻率為(ω2-ω1)的低頻因素與兩個(gè)主信號(hào)ω1和ω2分別再次產(chǎn)生交調(diào)(為了簡(jiǎn)化計(jì)算，只考慮到二階效應(yīng))后的輸出為：

　　由上面的輸出結(jié)果可以看出，低頻因素(ω2-ω1)反饋回輸入端與ω1和ω2再次發(fā)生二階交調(diào)后，將會(huì)產(chǎn)生(2ω1-ω2)與(2ω2-ω1)的三階交調(diào)分量，即兩次二階交調(diào)會(huì)產(chǎn)生三階交調(diào)分量。由此可以得出，左右兩邊的三階交調(diào)分量(2ω1-ω2)與(2ω2-ω1)是由兩部分組成的：一次三階交調(diào)分量和兩次二階交調(diào)分量，圖5所示即為組成IM3的兩種分量示意圖。

　　對(duì)于W-CDMA功率放大器也就是多音信號(hào)的情況，臨近信道的功率泄漏也是由兩個(gè)部分組成的：一是信道內(nèi)各個(gè)信號(hào)之間產(chǎn)生的一次三階交調(diào)分量；二是信道內(nèi)信號(hào)產(chǎn)生的二階交調(diào)分量泄漏到輸入端，并且與輸入信號(hào)再次發(fā)生二階交調(diào)所產(chǎn)生的三階交調(diào)分量。

　　4.2 偏置等效低通濾波器模型

　　圖6所示為W-CDMA手機(jī)用功率放大器的一級(jí)典型電路圖。功放要通過(guò)直流偏置加入直流到功放管上；在功放管的集電極一般會(huì)采用微帶線作為等效電感來(lái)阻止射頻功率向電源泄漏，通常也要在微帶線和地之間加一些去耦電容來(lái)消除電源中的雜波。如圖6所示，在集電極偏置上的微帶線和去耦電容就形成了一個(gè)典型的低通濾波器模型。這個(gè)低通濾波器模型會(huì)對(duì)偶次交調(diào)產(chǎn)生的低頻因素產(chǎn)生濾波作用，從而改變了該低頻因素的幅度和相位，導(dǎo)致反饋回輸入端的低頻因素與輸入信號(hào)再次發(fā)生二階交調(diào)時(shí)會(huì)產(chǎn)生兩邊不對(duì)稱的三階交調(diào)分量(幅度和相位)，這個(gè)不對(duì)稱的分量與一次三階交調(diào)分量疊加后必將產(chǎn)生兩邊不對(duì)稱的三階交調(diào)分量。對(duì)于W-CDMA功率放大器來(lái)說(shuō)，臨近信道泄漏功率就是臨近信道內(nèi)三階交調(diào)分量積分的結(jié)果，不對(duì)稱的三階交調(diào)分量導(dǎo)致了主信道兩邊臨近信道內(nèi)泄漏功率的不同，從而導(dǎo)致了ACPR兩邊的不對(duì)稱性。

　　在功率管的集電極偏置中，微帶線和去耦電容形成了一個(gè)等效的低通濾波器。該低通濾波器的階數(shù)由去耦電容的數(shù)量決定，帶寬由去耦電容的大小和位置決定。這個(gè)等效低通濾波器的帶寬和階數(shù)會(huì)對(duì)低頻因素產(chǎn)生重要影響：一次二階交調(diào)之后的低頻信號(hào)首先要經(jīng)過(guò)低通濾波器，然后通過(guò)偏置電路泄漏到功率管的輸入端。由此可以明顯地看出，低通濾波器的傳輸特性會(huì)對(duì)低頻泄漏產(chǎn)生很大影響，進(jìn)而對(duì)ACPR的不對(duì)稱性產(chǎn)生影響。通過(guò)對(duì)我們自己設(shè)計(jì)并且流片成功的W-CDMA手機(jī)用功率放大器的測(cè)試，驗(yàn)證了該等效低通濾波器模型對(duì)于改善ACPR不對(duì)稱性進(jìn)而提高功放線性度的有效性。

　　4.3 仿真和測(cè)試結(jié)果

　　我們利用Advanced Design System(ADS)軟件的Envelope仿真器仿真了該等效低通濾波器對(duì)W-CDMA功率放大器ACPR兩邊差值的影響。如圖7所示，在輸入端加入W-CDMA上行信號(hào)，集電極采用行為級(jí)濾波器模型以便于改變?yōu)V波器的帶寬和階數(shù)。圖8所示為采用理想低通濾波器情況下，隨著濾波器帶寬(0.5Mz-5Mz)的變化ACPR兩邊差值的變化曲線。從圖中可以明顯地看出，濾波器的帶寬對(duì)ACPR兩邊的差值有很大影響，這是由于低通濾波器對(duì)低頻因素的濾波作用改變了沿集電極偏置泄漏到功放輸入端的低頻因素的幅度和相位，從而產(chǎn)生了不對(duì)稱的三階交調(diào)分量，最終導(dǎo)致ACPR兩邊的不對(duì)稱性。圖9所示為固定濾波器帶寬5MHz情況下，隨著濾波器階數(shù)n的變化ACPR兩邊差值的變化。觀察圖中曲線可知，在濾波器階數(shù)比較高的情況下(3階以上)，ACPR兩邊的差值較小，即在濾波電容較多的情況下對(duì)ACPR不對(duì)稱性改善較好。

　　為了驗(yàn)證以上理論模型的正確性，我們測(cè)試了W-CDMA手機(jī)用功放的一級(jí)輸出頻譜。圖10所示為W-CDMA功率放大器的測(cè)試系統(tǒng)，圖11所示為功放芯片的PCB測(cè)試圖。測(cè)試條件為：Vbb=2.85V，Vref=3.2V，Vcc=3.2V，中心頻率f0=1.95GHz，輸出功率Pout=16.7dBm。測(cè)試中，低通濾波器的階數(shù)由去耦電容的數(shù)量決定，帶寬由去耦電容的大小和其在微帶線上的位置決定。

　　測(cè)試結(jié)果顯示，通過(guò)改變?nèi)ヱ铍娙莸臄?shù)量、大小并調(diào)節(jié)其在微帶線上的位置，可以明顯地改變ACPR兩邊的差值。圖12所示為沒(méi)有調(diào)節(jié)去耦電容的情況下，輸出ACPR的測(cè)試圖。從圖中可以看出，ACPR兩邊的值分別為-52.44dBc和-48.38dBc，差值為4.06dB。

　　在改變?nèi)ヱ铍娙莸臄?shù)量、大小并調(diào)節(jié)其在微帶線上的位置后，ACPR的不對(duì)稱性得到了明顯的改善：如圖13所示，ACPR兩邊的值分別為-51.33dBc和-51.67dBc，差值僅為0.34dB。對(duì)比圖12和圖13可知，調(diào)節(jié)前后ACPR的不對(duì)稱性改善了3.72dB，同時(shí)注意到該一級(jí)功放的ACPR從-48.38dBc降低到-51.33dBc (ACPR由左右兩邊較高值決定)，減小了2.95dB，從而大大提高了該功放的線性度。

　　圖11所示即為調(diào)節(jié)的最終結(jié)果，微帶線上共有三個(gè)電容，代表此時(shí)微帶線和電容實(shí)現(xiàn)了一個(gè)三階的低通濾波器，達(dá)到了有效改善ACPR兩邊不對(duì)稱性的效果，并且此測(cè)試結(jié)果和前面的仿真結(jié)果完全吻合。由此證明了低通濾波器的帶寬和階數(shù)直接決定了ACPR兩邊的不對(duì)稱性，調(diào)節(jié)該低通濾波器的帶寬和階數(shù)可以很好地改善ACPR的不對(duì)稱性，進(jìn)而大幅度提高功放的線性度。

　　5 結(jié)論

　　本文提出了一種新的影響W-CDMA手機(jī)用功率放大器ACPR不對(duì)稱性的機(jī)制——等效低通濾波器模型。 由于該低通濾波器對(duì)偶次交調(diào)產(chǎn)生的低頻因素存在濾波作用，導(dǎo)致低頻因素與輸入信號(hào)再次發(fā)生二階交調(diào)后產(chǎn)生不對(duì)稱的三階交調(diào)分量，進(jìn)而使ACPR兩邊產(chǎn)生不對(duì)稱性，導(dǎo)致功放線性度的降低。本文利用ADS軟件仿真了該低通濾波器的帶寬和階數(shù)對(duì)ACPR兩邊不對(duì)稱性的影響，并且通過(guò)實(shí)際功放測(cè)試驗(yàn)證了仿真結(jié)果的正確性。測(cè)試結(jié)果顯示，改變低通濾波器的帶寬和階數(shù)，能夠?qū)CPR兩邊的不對(duì)稱性改善3.72dB，同時(shí)ACPR減小2.95dB，從而有效地改善了功放的線性度。