柵極驅(qū)動(dòng) IC 自舉電路的設(shè)計(jì)與應(yīng)用指南

1. 介紹

本文講述了一種運(yùn)用功率型MOSFET和IGBT設(shè)計(jì)高性能自舉式柵極驅(qū)動(dòng)電路的系統(tǒng)方法，適用于高頻率，大功率及高效率的開關(guān)應(yīng)用場(chǎng)合。不同經(jīng)驗(yàn)的電力電子工程師們都能從中獲益。在大多數(shù)開關(guān)應(yīng)用中，開關(guān)功耗主要取決于開關(guān)速度。因此，對(duì)于絕大部分本文闡述的大功率開關(guān)應(yīng)用，開關(guān)特性是非常重要的。自舉式電源是一種使用最為廣泛的，給高壓柵極驅(qū)動(dòng)集成電路 (IC) 的高端柵極驅(qū)動(dòng)電路供電的方法。這種自舉式電源技術(shù)具有簡(jiǎn)單，且低成本的優(yōu)點(diǎn)。

但是，它也有缺點(diǎn)，一是占空比受到自舉電容刷新電荷所需時(shí)間的限制，二是當(dāng)開關(guān)器件的源極接負(fù)電壓時(shí)，會(huì)發(fā)生嚴(yán)重的問題。本文分析了最流行的自舉電路解決方案；包括寄生參數(shù)，自舉電阻和電容對(duì)浮動(dòng)電源充電的影響。

2. 高速柵極驅(qū)動(dòng)電路

2.1 自舉柵極驅(qū)動(dòng)技術(shù)

本節(jié)重點(diǎn)講在不同開關(guān)模式的功率轉(zhuǎn)換應(yīng)用中，功率型MOSFET 和 IGBT 對(duì)自舉式柵極驅(qū)動(dòng)電路的要求。當(dāng)輸入電平不允許高端 N 溝道功率型 MOSFET 或 IGBT 使用直接式柵極驅(qū)動(dòng)電路時(shí)，我們就可以考慮自舉式柵極驅(qū)動(dòng)技術(shù)。這種方法被用作柵極驅(qū)動(dòng)和伴發(fā)偏置電路，兩者都以主開關(guān)器件的源極作為基準(zhǔn)。驅(qū)動(dòng)電路和以兩個(gè)輸入電壓作為擺幅的偏置電路，都與器件的源極軌連。但是，驅(qū)動(dòng)電路和它的浮動(dòng)偏置可以通過低壓電路實(shí)現(xiàn)，因?yàn)檩斎腚妷翰粫?huì)作用到這些電路上。驅(qū)動(dòng)電路和接地控制信號(hào)通過一個(gè)電平轉(zhuǎn)換電路相連。該電平轉(zhuǎn)換電路必須允許浮動(dòng)高端和接地低端電路之間存在高電壓差和一定的電容性開關(guān)電流。高電壓柵極驅(qū)動(dòng) IC 通過獨(dú)特的電平轉(zhuǎn)換設(shè)計(jì)差分開。為了保持高效率和可管理的功耗，電平轉(zhuǎn)換電路在主開關(guān)導(dǎo)通期間，不能吸收任何電流。對(duì)于這種情況，我們經(jīng)常使用脈沖式鎖存電平轉(zhuǎn)換器，如圖 1所示。

2.3 自舉式電路的缺點(diǎn)

自舉式電路具有簡(jiǎn)單和低成本的優(yōu)點(diǎn)，但是，它也有一些局限。

占空比和導(dǎo)通時(shí)間受限于自舉電容 CBOOT，刷新電荷所需時(shí)間的限制。

這個(gè)電路最大的難點(diǎn)在于：當(dāng)開關(guān)器件關(guān)斷時(shí)，其源極的負(fù)電壓會(huì)使負(fù)載電流突然流過續(xù)流二極管，如圖 3 所示。

該負(fù)電壓會(huì)給柵極驅(qū)動(dòng)電路的輸出端造成麻煩，因?yàn)樗苯佑绊戲?qū)動(dòng)電路或 PWM 控制集成電路的源極 VS 引腳，可能會(huì)明顯地將某些內(nèi)部電路下拉到地以下，如圖4 所示。另外一個(gè)問題是，該負(fù)電壓的轉(zhuǎn)換可能會(huì)使自舉電容處于過壓狀態(tài)。

自舉電容 CBOOT，通過自舉二極管 DBOOT，被電源 VDD瞬間充電。

由于 VDD 電源以地作為基準(zhǔn)，自舉電容產(chǎn)生的最大電壓等于 VDD 加上源極上的負(fù)電壓振幅。

2.4 VS 引腳產(chǎn)生負(fù)電壓的原因

如圖 5 所示，低端續(xù)流二極管的前向偏置是已知的將 VS下低到 COM( 地 ) 以下的原因之一。

主要問題出現(xiàn)在整流器換向期間，僅僅在續(xù)流二極管開始箝壓之前。

在這種情況下，電感 LS1 和 LS2 會(huì)將 VS 壓低到 COM 以下，甚至如上所述的位置或正常穩(wěn)態(tài)。

該負(fù)電壓的放大倍數(shù)正比于寄生電感和開關(guān)器件的關(guān)斷速度，di/dt ；它由柵極驅(qū)動(dòng)電阻，RGATE 和開關(guān)器件的輸入電容， Ciss 決定。

Cgs 與 Cgd 的和，稱為密勒電容。

2.5 VS 引腳電壓下沖的影響

如果欠沖超過數(shù)據(jù)手冊(cè)中規(guī)定的絕對(duì)最大額定值，則柵極驅(qū)動(dòng) IC 將損壞，或者高端輸出暫時(shí)無法對(duì)輸入轉(zhuǎn)換做出響應(yīng)，如圖7和圖8所示。

圖7顯示閉鎖情況，即高端輸出無法通過輸入信號(hào)改變。這種情況下，半橋拓?fù)涞耐獠俊⒅麟娫础⒏叨撕偷投碎_關(guān)中發(fā)生短路。

圖 8 顯示遺漏情況，即高端輸出無法對(duì)輸入轉(zhuǎn)換做出響應(yīng)。這種情況下，高端柵極驅(qū)動(dòng)器的電平轉(zhuǎn)換器將缺少工作電壓余量。需要注意的是，大多數(shù)事實(shí)證明高端通常不需要在一個(gè)開關(guān)動(dòng)作之后立即改變狀態(tài)。

2.6 考慮閉鎖效應(yīng)

最完整的高電壓柵極驅(qū)動(dòng)集成電路都含有寄生二極管，它被前向或反向擊穿，就可能導(dǎo)致寄生 SCR 閉鎖。閉鎖效應(yīng)的最終結(jié)果往往是無法預(yù)測(cè)的，破壞范圍從器件工作時(shí)常不穩(wěn)定到完全失效。柵極驅(qū)動(dòng)集成電路也可能被初次過壓之后的一系列動(dòng)作間接損壞。例如，閉鎖導(dǎo)致輸出驅(qū)動(dòng)置于高態(tài)，造成交叉?zhèn)鲗?dǎo)，從而導(dǎo)致開關(guān)故障，并最終使柵極驅(qū)動(dòng)器集成電路遭受災(zāi)難性破壞。如果功率轉(zhuǎn)換電路和/或柵極驅(qū)動(dòng)集成電路受到破壞，這種失效模式應(yīng)被考慮成一個(gè)可能的根本原因。下面的理論極限可用來幫助解釋VS電壓嚴(yán)重不足和由此產(chǎn)生閉鎖效應(yīng)之間的關(guān)系。

在第一種情況中，使用了一個(gè)理想自舉電路，該電路的 VDD 由一個(gè)零歐姆電源驅(qū)動(dòng)，通過一個(gè)理想二極管連接到 VB，如圖 9 所示。當(dāng)大電流流過續(xù)流二極管時(shí)，由于 di/dt 很大，VS 電壓將低于地電壓。這時(shí)，閉鎖危險(xiǎn)發(fā)生了，因?yàn)闁艠O驅(qū)動(dòng)器內(nèi)部的寄生二極管 DBS，最終沿VS 到 VB 方向?qū)?，造成下沖電壓與 VDD 疊加，使得自舉電容被過度充電，如圖 10 所示。

例如：如果 VDD=15 V， VS 下沖超過 10 V，迫使浮動(dòng)電源電壓在 25 V 以上，二極管 DBS 有被擊穿的危險(xiǎn)，進(jìn)而產(chǎn)生閉鎖。

假想自舉電源被理想浮動(dòng)電源替代，如圖 11 所示，這時(shí)， VBS 在任何情況下都是恒定的。注意利用一個(gè)低電阻輔助電源替代自舉電路，就能實(shí)現(xiàn)這種情況。這時(shí)，如果 VS 過沖超過數(shù)據(jù)表 (datasheet) 規(guī)定的最大 VBS 電壓，閉鎖危險(xiǎn)就會(huì)發(fā)生，因?yàn)榧纳O管 DBCOM 最終沿COM 端到 VB 方向?qū)ǎ鐖D 12 所示。

一種實(shí)用的電路可能處在以上兩種極限之間，結(jié)果是VBS 電壓稍微增大，和 VB 稍低于 VDD，如圖 13 所示。

準(zhǔn)確地說，任何一種極限情況都是流行的，檢驗(yàn)如下。如果 VS 過沖持續(xù)時(shí)間超過 10 個(gè)納秒，自舉電容 CBOOT被過充電，那么高端柵極驅(qū)動(dòng)器電路被過電壓應(yīng)力破壞，因?yàn)?VBS 電壓超過了數(shù)據(jù)表指定的絕對(duì)最大電壓(VBSMAX) 。設(shè)計(jì)一個(gè)自舉電路時(shí)，其輸出電壓不能超過高端柵極驅(qū)動(dòng)器的絕對(duì)最大額定電壓。

2.7 寄生電感效應(yīng)

負(fù)電壓的振幅是：

為了減小流過寄生電感的電流隨時(shí)間變化曲線的斜度，要使等式 1 中的導(dǎo)數(shù)項(xiàng)最小。

例如，如果帶 100 nH 寄生電感的 10 A、25 V 柵極驅(qū)動(dòng)器在 50 ns 內(nèi)開關(guān)，則 VS 與接地之間的負(fù)電壓尖峰是 20 V。

3. 自舉部件的設(shè)計(jì)流程

3.1 選擇自舉電容

自舉電容 (CBOOT) 每次都被充電，此時(shí)，低端驅(qū)動(dòng)器導(dǎo)通，輸出電壓低于柵極驅(qū)動(dòng)器的電源電壓 (VDD)。自舉電容僅當(dāng)高端開關(guān)導(dǎo)通的時(shí)候放電。自舉電容給高端電路提供電源 (VBS)。首先要考慮的參數(shù)是高端開關(guān)處于導(dǎo)通時(shí)，自舉電容的最大電壓降。允許的最大電壓降 (VBOOT)取決于要保持的最小柵極驅(qū)動(dòng)電壓 ( 對(duì)于高端開關(guān) )。如果VGSMIN是最小的柵-源極電壓，電容的電壓降必須是：

其中：

VDD= 柵極驅(qū)動(dòng)器的電源電壓；

VF= 自舉二極管正向電壓降 [V]

計(jì)算自舉電容為：

其中 QTOTAL 是電容器的電荷總量。

自舉電容的電荷總量通過等式 4 計(jì)算：

其中：

電容器的漏電流，只有在使用電解電容器時(shí)，才需要考慮，否則，可以忽略不計(jì)。

例如：當(dāng)使用外部自舉二極管時(shí)，估算自舉電容的大小。

如果自舉電容器在高端開關(guān)處于開啟狀態(tài)時(shí)，最大允許的電壓降是 1.0 V，最小電容值通過等式 3 計(jì)算。

自舉電容計(jì)算如下：

外部二極管導(dǎo)致的電壓降大約為 0.7 V。假設(shè)電容充電時(shí)間等于高端導(dǎo)通時(shí)間 （占空比 50%）。根據(jù)不同的自舉電容值，使用以下的等式：

推薦的電容值是 100 nF ~ 570 nF，但是實(shí)際的電容值必須根據(jù)使用的器件來選擇。如果電容值過大，自舉電容的充電時(shí)間減少，低端導(dǎo)通時(shí)間可能不足以使電容達(dá)到自舉電壓。

3.2 選擇自舉電阻

當(dāng)使用外部自舉電阻時(shí)，電阻 RBOOT 帶來一個(gè)額外的電壓降：

其中：

不要超過歐姆值（典型值 5~10 Ω），將會(huì)增加 VBS 時(shí)間常數(shù)。當(dāng)計(jì)算最大允許的電壓降 (VBOOT) 時(shí)，必須考慮自舉二極管的電壓降。如果該電壓降太大或電路不能提供足夠的充電時(shí)間，我們可以使用一個(gè)快速恢復(fù)或超快恢復(fù)二極管。

4. 考慮自舉應(yīng)用電路

4.1 自舉啟動(dòng)電路

如圖 1 所示，自舉電路對(duì)于高電壓柵極驅(qū)動(dòng)器是很有用的。但是，當(dāng)主要 MOSFET(Q1) 的源極和自舉電容(CBOOT) 的負(fù)偏置節(jié)點(diǎn)位于輸出電壓時(shí)，它有對(duì)自舉電容進(jìn)行初始化啟動(dòng)和充電受限的問題。啟動(dòng)時(shí)，自舉二極管 (DBOOT) 可能處于反偏，主要 MOSFET(Q1) 的導(dǎo)通時(shí)間不足，自舉電容不能保持所需要的電荷，如圖 1 所示。

在某些應(yīng)用中，如電池充電器，輸出電壓在輸入電源加載到轉(zhuǎn)換器之前可能已經(jīng)存在了。給自舉電容 (CBOOT)提供初始電荷也許是不可能的，這取決于電源電壓(VDD) 和輸出電壓 (VOUT) 之間的電壓差。假設(shè)輸入電壓（VDC）和輸出電壓 (VOUT) 之間有足夠的電壓差，由啟動(dòng)電阻 (RSTART)，啟動(dòng)二極管 (DSTART) 和齊納二極管(DSTART) 組成的電路，可以解決這個(gè)問題，如圖 14 所示。在此啟動(dòng)電路中，啟動(dòng)二極管 DSTART 充當(dāng)次自舉二極管，在上電時(shí)對(duì)自舉電容 (CBOOT) 充電。自舉電容(CBOOT) 充電后，連接到齊納二極管DZ，在正常工作時(shí)，這個(gè)電壓應(yīng)該大于驅(qū)動(dòng)器的電源電壓 (VDD) 。啟動(dòng)電阻限制了自舉電容的充電電流和齊納電流。為了獲得最大的效率，應(yīng)該選擇合適的啟動(dòng)電阻值使電流極低，因?yàn)殡娐分型ㄟ^啟動(dòng)二極管的自舉路徑是不變的。

4.2 自舉二極管串聯(lián)電阻

在第一個(gè)選項(xiàng)中，自舉電路包括一個(gè)小電阻，RBOOT，它串聯(lián)了一個(gè)自舉二極管，如圖15所示。自舉電阻RBOOT，僅在自舉充電周期用來限流。自舉充電周期表示 VS 降到集成電路電源電壓 VDD 以下，或者 VS 被拉低到地 （低端開關(guān)導(dǎo)通，高端開關(guān)關(guān)閉）。電源 VCC，通過自舉電阻RBOOT 和二極管 DBOOT，對(duì)自舉電容 CBOOT 充電。自舉二極管的擊穿電壓 (BV) 必須大于 VDC，且具有快速恢復(fù)時(shí)間，以便最小化從自舉電容到VCC電源的電荷反饋量。

這是一種簡(jiǎn)單的，限制自舉電容初次充電電流的方法，但是它也有一些缺點(diǎn)。占空比受限于自舉電容 CBOOT 刷新電荷所需要的時(shí)間，還有啟動(dòng)問題。不要超過歐姆值（典型值 5~10 Ω），將會(huì)增加 VBS 時(shí)間常數(shù)。最低導(dǎo)通時(shí)間，即給自舉電容充電或刷新電荷的時(shí)間，必須匹配這個(gè)時(shí)間常數(shù)。該時(shí)間常數(shù)取決于自舉電阻，自舉電容和開關(guān)器件的占空比，用下面的等式計(jì)算：

其中 RBOOT 是自舉電阻；CBOOT 是自舉電容；D 是占空比。

例如，如果 RBOOT=10， CBOOT=1 μF， D=10 % ；時(shí)間常數(shù)通過下式計(jì)算：

即使連接一個(gè)合理的大自舉電容和電阻，該時(shí)間常數(shù)可能增大。這種方法能夠緩解這個(gè)問題。不幸的是，該串聯(lián)電阻不能解決過電壓的問題，并且減緩了自舉電容的重新充電過程。

4.3 VS 與 VOUT 之間的電阻

在第二個(gè)選項(xiàng)中，自舉電路的 VS 和 VOUT 之間，添加上一個(gè)小電阻 RVS，如圖 16 所示。RVS 的建議值在幾個(gè)歐姆左右。

RVS 不僅用作自舉電阻，還用作導(dǎo)通電阻和關(guān)斷電阻，如圖 17。自舉電阻，導(dǎo)通電阻和關(guān)斷電阻通過下面的等式計(jì)算：

4.4 VS 箝壓二極管和重布置柵極電阻

在第三個(gè)選項(xiàng)中，自舉電路把柵極電阻重新布置到 VS 和VOUT 之間，并且在 VS 和地之間增加一個(gè)低正向壓降的肖特基二極管，如圖 18 所示。VB 和 VS 之間的電壓差，應(yīng)保持在數(shù)據(jù)表規(guī)定的絕對(duì)最大額定值范圍內(nèi)，并且必須符合下列等式：

4.5 重布置柵極電阻；雙重目的

柵極電阻設(shè)置了 MOSFET 的導(dǎo)通速度和關(guān)斷速度，限制了在主開關(guān)源極的電壓負(fù)向瞬態(tài)時(shí)，肖特基二極管的電流。另外，連接到 CBOOT 兩端的雙二極管，確保自舉電容不會(huì)出現(xiàn)過電壓。該電路唯一的潛在危險(xiǎn)是，自舉電容的充電電流必須流過柵極電阻。CBOOT 和 RGATE 的時(shí)間常數(shù)減緩再充電過程，可能成為 PWM 占空比的限制因數(shù)。

第四個(gè)選擇，包括在 VS 和 VOUT 之間，重新布置一個(gè)柵極電阻，以及在 VS 和地之間放置一個(gè)箝壓器件，如圖 19所示，布置了一個(gè)齊納二極管和 600V 二極管。根據(jù)下列規(guī)則，量化齊納電壓：

5. 選擇 HVIC 電流能力

對(duì)于每一種額定驅(qū)動(dòng)電流，計(jì)算指定時(shí)間內(nèi)所能切換的最大柵極電荷 QG，如表 1 所示。

注：

1.對(duì)于單 4 A，并聯(lián)雙 2 A 的兩個(gè)通道！

例如， 100 ns 的開關(guān)時(shí)間是：

1. 所需的額定柵極驅(qū)動(dòng)電流取決于在開關(guān)時(shí)間 tSW-ON/OFF 內(nèi)，必須移動(dòng)的柵極電荷數(shù) QG （因?yàn)殚_關(guān)期間的平均柵極電流是 IG） :

2. 最大柵極電荷 QG，從 MOSFET 數(shù)據(jù)表得到。

如果實(shí)際柵極驅(qū)動(dòng)電壓 VGS 與規(guī)格表上的測(cè)試條件不同，使用 VGS 與 QG 曲線。數(shù)據(jù)表中的值乘上并聯(lián)的MOSFET 數(shù)量就是所需的值。

3. tSW_ON/OFF 表示所需的 MOSFET 開關(guān)速度。如果該值未知，取開關(guān)周期 tSW 的 2%：

如果通道 (V-I) 開關(guān)損耗主要受開關(guān)轉(zhuǎn)換（導(dǎo)通或關(guān)斷）支配，需要根據(jù)轉(zhuǎn)換調(diào)整驅(qū)動(dòng)器。對(duì)于受箝制的電感性開關(guān)（通常情況），每次轉(zhuǎn)換的通道開關(guān)損耗估算如下：

其中 VDS 和 ID 是每個(gè)開關(guān)間期的最大值。

4. 柵極驅(qū)動(dòng)器的近似電流驅(qū)動(dòng)能力計(jì)算如下

(1) 拉電流能力 （導(dǎo)通）

(2) 灌電流能力 （關(guān)斷）

tSW_ON/OFF = MOSFET 開關(guān)導(dǎo)通 / 關(guān)斷時(shí)間；和1.5 = 經(jīng)驗(yàn)因子 （受通過驅(qū)動(dòng)器輸入級(jí)的延遲和寄生效應(yīng)的影響）

6. 柵極電阻設(shè)計(jì)流程

輸出晶體管的開關(guān)速度受導(dǎo)通和關(guān)斷柵極電阻的控制，這些電阻控制了柵極驅(qū)動(dòng)器的導(dǎo)通和關(guān)斷電流。本節(jié)描述了有關(guān)柵極電阻的基本規(guī)則，通過引入柵極驅(qū)動(dòng)器的等效輸出電阻來獲取所需的開關(guān)時(shí)間和速度。圖 20 描述了柵極驅(qū)動(dòng)器的等效電路和在導(dǎo)通和關(guān)斷期間的電流流動(dòng)路徑，其中包括柵極驅(qū)動(dòng)器和開關(guān)器件。

圖 21 顯示了開關(guān)器件在導(dǎo)通和關(guān)斷期間的柵極 - 電荷傳輸特性。

6.1 量化導(dǎo)通柵極電阻

根據(jù)開關(guān)時(shí)間 tsw，選擇導(dǎo)通閘極電阻 Rg(ON)，以獲得所需的開關(guān)時(shí)間。根據(jù)開關(guān)時(shí)間確定電阻值時(shí)，我們需要知道電源電壓 VDD ( 或 VBS)，柵極驅(qū)動(dòng)器的等效導(dǎo)通電阻 (RDRV(ON))，和開關(guān)器件的參數(shù) (Qgs, Qgd, 和 Vgs(th))。

開關(guān)時(shí)間定義為到達(dá)坪電壓 （給 MOSFET 提供了總共Qgd + Qgd 的電荷）末端所花費(fèi)的時(shí)間，如圖 21 所示。導(dǎo)通柵極電阻計(jì)算如下：

其中 Rg(ON) 是柵極導(dǎo)通電阻， RDRV(ON) 是驅(qū)動(dòng)器的等效導(dǎo)通電阻。

6.2 輸出電壓斜率

導(dǎo)通柵極電阻 Rg(ON) 通過控制輸出電壓斜率 （dVOUT/dt）來決定。當(dāng)輸出電壓是非線性時(shí)，最大輸出電壓斜率

可以近似為：

插入變形表達(dá)式 Ig(avr)，并整理得到：

其中 Cgd(off) 是密勒效應(yīng)電容，在數(shù)據(jù)表中定義為 Crss。

6.3 量化關(guān)斷柵極電阻

在量化關(guān)斷電阻時(shí)，最壞的情況是當(dāng) MOSFET 漏極處于關(guān)斷時(shí)，外部動(dòng)作迫使電阻整流器。

在這種情況下，輸出節(jié)點(diǎn)的 dV/dt，誘導(dǎo)一股寄生電流穿過 Cgd，流向 RG(OFF) 和 RDRV(OFF)，如圖 22 所示。

下面闡述了，當(dāng)輸出 dv/dt 是由伴隨 MSOFET 的導(dǎo)通造成時(shí)，如何量化關(guān)斷電阻，如圖 22 示。

因?yàn)檫@個(gè)原因，關(guān)斷阻抗必須根據(jù)最壞的應(yīng)用情況來量化。下面的等式將 MOSFET 柵極閾值電壓和漏極 dv/dt

關(guān)聯(lián)起來：

重新整理表達(dá)式得到：

6.4 設(shè)計(jì)實(shí)例

使用飛兆 MOSFET FCP20N60 和柵極驅(qū)動(dòng)器 FAN7382，確定導(dǎo)通和關(guān)斷柵極電阻。FCP20N60 功率 MOSFET 的

參數(shù)如下：

Qgs=13.5 nC， Qgd=36 nC， Cgd=95 pF， VGS(th) =5 V，VGS(th)MIN =3 V

6.4.1 導(dǎo)通柵極電阻

1)如果 VDD=15 V 時(shí)，所需的開關(guān)時(shí)間是 500 ns，計(jì)算平均柵極充電電流：

導(dǎo)通電阻值約為 58 Ω。

2)如果 dVout/dt=1 V/ns （VDD=15 V 時(shí)），總柵極電阻如下計(jì)算：

導(dǎo)通電阻值約為 62 W。

6.4.2 關(guān)斷柵極電阻

如果 dVout/dt=1 V/ns，關(guān)斷柵極電阻可計(jì)算為：

7. 考慮功耗

7.1 柵極驅(qū)動(dòng)器的功耗

總的功耗包括柵極驅(qū)動(dòng)器功耗和自舉二極管功耗。柵極驅(qū)動(dòng)器功耗由靜態(tài)功耗和動(dòng)態(tài)功耗兩部分組成。它與開關(guān)頻率，高端和低端驅(qū)動(dòng)器的輸出負(fù)載電容，以及電源VDD 有關(guān)。

靜態(tài)功耗是因?yàn)榈投蓑?qū)動(dòng)器的電源 VDD 到地的靜態(tài)電流，以及高端驅(qū)動(dòng)器的電平轉(zhuǎn)換階段的漏電流造成的。前者取決于 VS 端的電壓，后者僅在高端功率器件導(dǎo)通時(shí)與占空比成正比。

動(dòng)態(tài)功耗定義如下：對(duì)于低端驅(qū)動(dòng)器，動(dòng)態(tài)功耗有兩個(gè)不同的來源。一是當(dāng)負(fù)載電容通過柵極電阻充電或放電時(shí)，進(jìn)入電容的電能有一半耗散在電阻上。柵極驅(qū)動(dòng)電阻的功耗，柵極驅(qū)動(dòng)器內(nèi)部的和外部的，以及內(nèi)部CMOS 電路的開關(guān)功耗。同時(shí)，高端驅(qū)動(dòng)器的動(dòng)態(tài)功耗也包括兩個(gè)不同的來源。一個(gè)是因?yàn)殡娖睫D(zhuǎn)換電路，一個(gè)是因?yàn)楦叨穗娙莸某潆姾头烹?。這里，可以忽略靜態(tài)功耗，因?yàn)榧呻娐返目偣闹饕菛艠O驅(qū)動(dòng) IC 的動(dòng)態(tài)功耗，可估算為：

圖 23 表示計(jì)算的柵極驅(qū)動(dòng)器功耗與頻率和負(fù)載電容的關(guān)系 (VDD=15 V)。 此曲線可用于計(jì)算柵極驅(qū)動(dòng)器造成的功耗。

自舉電路的功耗是自舉二極管功耗和自舉電阻功耗的總和，如果它們存在的話。自舉二極管的功耗是對(duì)自舉電容充電時(shí)產(chǎn)生的正向偏置功耗與二極管反向恢復(fù)時(shí)產(chǎn)生的反向偏置功耗的總和。因?yàn)槊總€(gè)事件每個(gè)周期發(fā)生一次，所以二極管的功耗與開關(guān)頻率成正比。大電容負(fù)載需要更多的電流，對(duì)自舉電容器重新充電，從而導(dǎo)致更多的功耗。

半橋輸入電壓 （VDC）越高，反向恢復(fù)功耗越大。集成電路的總功耗可以估算為：柵極驅(qū)動(dòng)器的功耗與自舉二極管的功耗的總和，減去自舉電阻的功耗。

如果自舉二極管在柵極驅(qū)動(dòng)器內(nèi)部的話，添加一個(gè)與內(nèi)部自舉二極管并聯(lián)的外部二極管，因?yàn)槎O管功耗很大。外部二極管必須放置在靠近柵極驅(qū)動(dòng)器的地方，以減少串聯(lián)寄生電感，并顯著降低正向電壓降。

7.2 封裝熱阻

? 最大允許結(jié)到引腳的熱阻計(jì)算為：

8. 一般準(zhǔn)則

8.1 印刷電路板版圖

? 自舉二極管應(yīng)盡可能靠近自舉電容。

8.2 自舉部件

在量化自舉阻抗和初次自舉充電時(shí)的電流時(shí)，必須考慮自舉電阻 (RBOOT)。如果需要電阻和自舉二極管串聯(lián)時(shí)，首先確認(rèn) VB 不會(huì)低于 COM （地），尤其是在啟動(dòng)期間和極限頻率和占空比下。

自舉電容(CBOOT)使用一個(gè)低ESR電容，比如陶瓷電容。VDD 和 COM 之間的電容，同時(shí)支持低端驅(qū)動(dòng)器和自舉電容的再充電。建議該電容值至少是自舉電容的十倍以上。

自舉二極管必須使用較低的正向壓降，為了快速恢復(fù)，開關(guān)時(shí)間必須盡可能快，如超高速。