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電流源設(shè)計(jì)小Tips(一):如何選擇合適的運(yùn)放(2)

作者: 時(shí)間:2013-08-16 來源:網(wǎng)絡(luò) 收藏

此時(shí),運(yùn)放輸出端電壓基本控制在0.6—0.9V之間,即使TL061也可達(dá)到0.016%,OP07更可達(dá)到0.0001%。

本文引用地址:http://m.butianyuan.cn/article/174816.htm

如果將運(yùn)放電源VCC與連接負(fù)載的電源VP分開,連接負(fù)載的電源VP為24V,電流源的輸出電壓便可達(dá)到20V以上。

可是,三極管的電流增益畢竟是有限的,即使是達(dá)林頓組態(tài)也不過1000,超beta管(通常用在雙極運(yùn)放輸入端)最大也不過10000,IB總會出現(xiàn),而且IB通過Rsample流入地,造成Vsample里出現(xiàn)誤差。誤差即1/電流增益。

NS有個(gè)避免了這個(gè)問題,使用JFET與NPN構(gòu)成一個(gè)無需電流驅(qū)動的達(dá)林頓組態(tài)。

13.JPG

圖13

然而小功率JFET或N MOS并不便宜,而功率N MOSFET并不貴,還可減少一種庫存,因此使用N MOSFET代替NPN即可。

14.JPG

圖14

MOSFET不需要穩(wěn)定的電流驅(qū)動,因此IG造成的Vsample誤差基本可以忽略,ID=IS,一個(gè)近乎完美的鏡像。

10W左右的N-MOSFET反而不太便宜,選用100W的IRF530也是明智的,而且為擴(kuò)充輸出功率提供了潛力。

本次增加成本:

IRF530 1只 單價(jià)3.00元,合計(jì)3.00元

合計(jì)成本:6.20元

如何選擇合適的運(yùn)放:

選擇運(yùn)放依據(jù)需求,每一種運(yùn)放都有適合的用途,而非通用。

電流源的需求:

1. Vin+=Vin-=Vsample,Vsample=300mV,任何恒溫正常工作狀態(tài)下,誤差源Vin+-Vin-應(yīng)小于Vsample的0.01%=30uV。

2. 溫度變化引起的VOS=Vin+-Vin-越小越好。精密儀器都會要求使用環(huán)境溫度范圍=25+/-10c==15-35C,因此在+/-10C范圍內(nèi)VOS變化應(yīng)小于Vsample的0.01%=30uV。

3. 穩(wěn)定電流輸出,不考慮脈沖性能,即可適當(dāng)放寬階躍響應(yīng)要求。

4. 低噪聲。

5. 價(jià)格越低越好。

這是工程上考慮問題的思路,范圍由寬至窄逐級選擇:

1. 之前的負(fù)載調(diào)整率的計(jì)算表明,Aopen越大,Vin+-Vin-越小,很高的Aopen是精密運(yùn)放的典型特征,通常Aopen》120dB=1000000,可用的運(yùn)放為:

OP07家族,包括OP07/27/37/177/A277/227。

常見的運(yùn)放如LM358/324、TL061/071/081、LF356/357/347等均不屬于精密運(yùn)放,暫不使用。

2. 精密運(yùn)放的VOS通常很小,小于1mV,VOS/dT也很小,小于2uV/C,以O(shè)P07為例,VOS/dTmax=1.6uV/C,+/-10C變化+/-16uV,滿足需求。

一定會問:為什么不用VOS/dT典型值計(jì)算(即使LM324也很小),而用最大值?

15.jpg

圖15

工程設(shè)計(jì)原則而言是冗余量,做工程必須留足冗余量,不留冗余量的通常是學(xué)校作品和新手作品,做工程不能賭博,要盡量考慮到最壞情況,冗余量恰好就是最大值。

理論上的解釋,VOS/dT的測量與實(shí)際應(yīng)用不同,因此典型值只能作為參考,而非標(biāo)準(zhǔn)。選擇運(yùn)放時(shí)一定要看指標(biāo)的最寬泛范圍。實(shí)際上最大值也只能作為參考,但由于沒有其他電路形式的數(shù)據(jù)支持(事實(shí)上不可操作),只能用最大值做計(jì)算依據(jù)。

OP07家族都沒有什么問題,高Aopen和低VOS、VOS/dT總是一起出現(xiàn),就像電阻的高準(zhǔn)確度和低溫漂總是一起出現(xiàn)。

OP07家族的單運(yùn)放還有一個(gè)額外的好處,可以調(diào)零。

3. 不考慮階躍響應(yīng)上升沿質(zhì)量時(shí),無需運(yùn)放在高頻率的增益很大,對于穩(wěn)定源,運(yùn)放GBW大致1MHz上下即可。運(yùn)放后面的IRF530也非高頻率器件,因此選擇GBW很大的運(yùn)放很浪費(fèi),而且將來的頻率補(bǔ)償會相當(dāng)麻煩。當(dāng)然,如果要求電流源工作在脈沖狀態(tài)(很多半導(dǎo)體測量系統(tǒng)為避免發(fā)熱而必須采用的方式),可相應(yīng)更換運(yùn)放和MOSFET。

OP07家族里的OP27/37都是寬帶的,暫不考慮。(指標(biāo)過高,很好很好的運(yùn)放,OP37簡直是曠世杰作)

OP07/177/OPA277都是1MHz左右的運(yùn)放。

4. OP07家族噪聲足夠低。

5. 這個(gè)問題總是很棘手,但OP07很合適,物美價(jià)廉嘛。177也很好,不太貴,OPA277比較貴,但VOS/dT很低,留作備選。

還有一種精密運(yùn)放例如icl7650,斬波穩(wěn)零,原文是chopper amp。

有一些噪聲,但不大,更好的chopper amp會通過采樣把低頻噪聲量化為高頻,很容易濾除。

Aopen很高》140dB,電源范圍略小,+/-8V,既然電流源架構(gòu)并不要求運(yùn)放輸出動態(tài),也可。

最主要的VOS/dT理論上為0,實(shí)際上是長期漂移,由開關(guān)長期的性能不一致性造成。

但這種運(yùn)放一旦飽和,很難快速恢復(fù),這是個(gè)重大缺點(diǎn)。而且很貴。

暫選OP07CP,運(yùn)放總是有過多的選擇,眼花繚亂。所以多數(shù)設(shè)計(jì)者總會用最熟悉的型號,而不求新。

由于電流源里只有1個(gè)運(yùn)放,因此零漂都由運(yùn)放而來,正好是OP07調(diào)零電路最合適應(yīng)用的場合。

調(diào)零電路參見OP07 datasheet,需要做適當(dāng)改進(jìn),將20k電位器拆分為9.1k+2k電位器+9.1k,提高調(diào)整精度。

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圖16

本次增加成本

OP07CP 1只 單價(jià)1.20元,合計(jì)1.20元

9.1k Ohm電阻 2只 單價(jià)0.01元,合計(jì)0.02元

2k Bouns 10圈精密微調(diào)3296電位器 1只 單價(jià)2.00元,合計(jì)2.00元。

合計(jì)3.22元

合計(jì)成本:9.42元

如何解決振蕩問題:

相信還沒有人動手,最好已經(jīng)搭好了上面提到的電路。然而卻發(fā)現(xiàn)根本不能用,不是上來就振,就是電流一大就開始振。

一頭霧水,反饋看似是負(fù)反饋,而且用NPN就基本不會振,很奇怪,也很氣憤,因?yàn)闆]有辦法,也沒有思路。

這是負(fù)反饋的固有問題,凡負(fù)反饋都有機(jī)會振蕩,只要相位出問題。

然而,還有一句話,凡負(fù)反饋的振蕩問題都可解決。先吃一顆定心丸。

解決振蕩問題就是剪裁頻率響應(yīng)曲線的過程。因此必須首先得到開環(huán)增益Aopen和反饋系數(shù)F的頻率響應(yīng)。

反饋系數(shù)F就是1,在波特圖上是0dB線。

開環(huán)增益Aopen麻煩一點(diǎn),根據(jù)39樓電路,首先畫出小信號等效電路。

開環(huán)分為三部分:

1. 運(yùn)放

2. MOSFET輸入

3. MOSFET輸出

17.JPG

圖17

這個(gè)電路的傳遞函數(shù)由于Cgs不接地并且與壓控電流源gmVgs耦合而不太好算,在學(xué)校帶畢設(shè)的時(shí)候曾經(jīng)讓一個(gè)學(xué)生推過一次,就是不知道二極管符號幾個(gè)三角的學(xué)生。他很嚴(yán)謹(jǐn)而且敬業(yè),不僅推出來還檢查了三遍,交給學(xué)校培養(yǎng)真是浪費(fèi)了。

傳遞函數(shù)算出來是一個(gè)一寸高兩寸寬的拉普拉斯變換,實(shí)在沒有時(shí)間再推一遍,不過如果忽略某些不太重要的量,由于Rsample很小,而與Cgs接地時(shí)差不太多。

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圖18

運(yùn)放之后的Ro是運(yùn)放的輸出電阻,即運(yùn)放輸出級的限流電阻,大致在200 Ohm左右??梢杂梢韵路椒ù笾峦瞥觯?/p>

非規(guī)到軌運(yùn)放臨界飽和輸出電壓為Vcc-4V,最大輸出電流20mA左右,限流電阻約200 Ohm左右。

Cgs比較復(fù)雜,按datasheet上的說明,Ciss=760pF@Vgs=0/VDS=25V,但VDS減小和Vgs增大會使Ciss增大到約1000pF。

19.JPG

圖19

同時(shí)圖中省略了跨導(dǎo)電容Crss,Crss可通過密勒定理等效在輸入和輸出端的小電容,很小而忽略。

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