控制開關(guān)頻率，優(yōu)化完整負(fù)載及線路電壓方案

電流控制頻率反走(CCFF)

沿襲這些能效考慮因素，安森美半導(dǎo)體推出了采用所謂的電流控制頻率反走(CCFF)技術(shù)以驅(qū)動(dòng)PFC升壓段的NCP1611和NCP1612 PFC控制器。在CCFF模式下，當(dāng)線路電流超過(guò)設(shè)定點(diǎn)時(shí)，PFC段采用傳統(tǒng)CrM工作。相反，當(dāng)電流低于此預(yù)設(shè)值時(shí)，在線路電流降低到0時(shí)，開關(guān)頻率下降到約20 kHz(見(jiàn)參考資料[3]和[4])。

實(shí)際上，這些控制器監(jiān)測(cè)線路電壓以構(gòu)建線路電流的信號(hào)表征。內(nèi)部計(jì)算產(chǎn)生一個(gè)電流，此電流結(jié)合外部電

對(duì)CrM PFC升壓段的開關(guān)頻率進(jìn)行鉗位通常導(dǎo)致線路電流失真，因?yàn)閭鹘y(tǒng)電流波形原理假定采用CrM工作這種傳統(tǒng)局限在NCP1611和NCP1612中得到了克服，其方式跟安森美半導(dǎo)體的FCCrM電路類似(如NCP1605)：集成了一個(gè)電路(稱為VTON處理模塊)來(lái)調(diào)制導(dǎo)通時(shí)間，以補(bǔ)償存在的死區(qū)時(shí)間。此模塊基于積分器(詳情參見(jiàn)產(chǎn)品數(shù)據(jù)表)，在對(duì)開關(guān)紋波進(jìn)行了恰當(dāng)濾波的條件下，其時(shí)間常數(shù)接近100 μs.

如圖5所示，在大線路電流條件下，CCFF升壓段傾向于采用CrM工作;隨著線路電流減小，控制器采用不連續(xù)導(dǎo)電模式(DCM)工作。通過(guò)這種方式，即使在DCM條件下，MOSFET導(dǎo)通時(shí)間被延長(zhǎng)，直至MOSFET漏極-源極電壓位于谷底以提供最佳節(jié)能效果。

CCFF技術(shù)進(jìn)一步催生了穩(wěn)定的谷底工作。

圖6 – NCP1612評(píng)估板在230 V、160 W條件下接近線路過(guò)零點(diǎn)時(shí)的工作。MOSFET漏極-源極電壓為紅色跡線，而藍(lán)色跡線代表的是MOSFET電流。

CCFF使寬負(fù)載條件下的能效曲線變得更平坦

我們基于NCP1611評(píng)估板進(jìn)行了測(cè)試(見(jiàn)參考資料[3])。這電路板是纖薄(厚度低于13 mm) PFC段，其設(shè)計(jì)旨在寬交流線路條件下提供160 W功率，如圖7所示。

此電路板的設(shè)計(jì)旨在采用CCFF工作。然而，通過(guò)迫使高于2.5 V時(shí)的線路電流信號(hào)表征來(lái)關(guān)閉CCFF頻率反走特性，此電路板也可以輕易地采用CrM工作。此外，通過(guò)防止線路信號(hào)表征下降至低于0.75 V,也可以關(guān)閉CCFF工作本身具有的跳周期能力。最后，這種多用性也支持測(cè)試三種模式：CrM、CCFF及關(guān)閉跳周期的CCFF,提供極佳的相互比較，因?yàn)樗鼈冊(cè)谙嗤膽?yīng)用中工作，且使用相同的外部元器件。這樣一來(lái)，就可以精確地比較這三種模式。

公平地比較也要求在有可能實(shí)現(xiàn)更好的定制方案時(shí)避免過(guò)大地影響某種模式的配置。但若每種模式都相同，便可能使其中某種模式不恰當(dāng)?shù)靥幱诓焕匚?。此電路的設(shè)計(jì)要么采用自供電，要么采用外部電壓源供電。出于能效測(cè)量起見(jiàn)，第二種方案更宜采用，因?yàn)樽怨╇姺桨钢袘?yīng)用電荷泵來(lái)為VCC供電的能耗與開關(guān)頻率成正比。采用自供電方案將會(huì)大幅影響輕載CrM能效。例如，測(cè)量結(jié)果顯示，在高線路電壓、20%負(fù)載時(shí)，此電荷泵可能會(huì)降低CrM能效達(dá)1%,但它不會(huì)顯著影響CCFF性能。

當(dāng)PFC段插電時(shí)，會(huì)出現(xiàn)大電流給大電容充電。此電路板包含NTC來(lái)限制浪涌電流。此NTC已經(jīng)被短路，用于測(cè)量能效。

圖8顯示了大功率范圍(從5%負(fù)載到100%負(fù)載)內(nèi)低線路及高線路電壓時(shí)的能效比。右側(cè)的CCFF能效曲線類似于傳統(tǒng)CrM PFC段。在左側(cè)的圖中，由于開關(guān)損耗的緣故，能效正常下降，直到一個(gè)拐點(diǎn)，此時(shí)能效又上升，這是CCFF工作的結(jié)果。如前所述，當(dāng)線路電流低于預(yù)設(shè)值時(shí)，CCFF使開關(guān)頻率作為瞬時(shí)線路電流的函數(shù)來(lái)線性下降。CCFF閾值設(shè)定為約低線路電壓時(shí)最大線路電流的20%,及高線路電壓時(shí)最大線路電流的近45%,這可以從圖8中所觀察到的拐點(diǎn)得到印證。

要提醒一下的是，CCFF以瞬時(shí)線路電流的函數(shù)形式工作：當(dāng)線路電流的信號(hào)表征(由FFcontrol引腳產(chǎn)生)低于2.5 V時(shí)，電路降低開關(guān)頻率。這就是接近線路過(guò)零點(diǎn)時(shí)的案例，而無(wú)論這是負(fù)載多大。因此，開關(guān)頻率在線路正弦波最小值時(shí)下降，即使是在重負(fù)載條件下。這就是大負(fù)載時(shí)能效也提升了的原因，最少是在高線路電壓條件時(shí)就是如此，此時(shí)CCFF的影響更大，因?yàn)榫€路電流較小。

當(dāng)瞬時(shí)線路電流要變得極小時(shí)(在我們的應(yīng)用中為低于最大電流電平的約5%,見(jiàn)參考資料[1])，電路進(jìn)入跳周期模式。換句話說(shuō)，在功率轉(zhuǎn)換成為低效的瞬間，電路停止工作。與不含跳周期功能的CCFF工作相比，跳周期模式進(jìn)一步提升了輕載能效(高線路電壓時(shí)約提升2%,滿載時(shí)約提升5%)。

從更普遍的意義上講，圖8顯示出CCFF在低線路電壓條件下低于20%負(fù)載時(shí)大幅提升能效，而在230 V高線路電壓條件下低于50%負(fù)載時(shí)開始顯現(xiàn)其優(yōu)勢(shì)。

應(yīng)該注意的是，總諧波失真(THD)受跳周期模式功能的影響。即使總諧波失真相對(duì)較低，但在要提供優(yōu)異THD性能時(shí)，應(yīng)當(dāng)禁止使用跳周期模式?？梢詤⒁?jiàn)NCP1611/2評(píng)估板有關(guān)功率因數(shù)及THD的數(shù)據(jù)。

眾所周知，由于高工作開關(guān)頻率的緣故，CrM系統(tǒng)在高線路電壓、輕負(fù)載時(shí)通常無(wú)法持續(xù)工作。相反，它們進(jìn)入突發(fā)模式。這種情況通常在最高線路電壓等級(jí)工作、20%或以下負(fù)載范圍時(shí)出現(xiàn)。圖8顯示了降低開關(guān)頻率就克服了這個(gè)局限。因此，應(yīng)當(dāng)注意的是，CCFF進(jìn)一步提供了在低至極低功率等級(jí)時(shí)提供穩(wěn)定工作的可能性。

結(jié)論

計(jì)算開關(guān)損耗是一個(gè)棘手的過(guò)程。本文介紹了一種預(yù)測(cè)降低開關(guān)頻率時(shí)DCM損耗與CrM損耗相關(guān)性趨勢(shì)的方法。分析及實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)顯示：當(dāng)導(dǎo)電損耗相對(duì)于開關(guān)損耗較小，既在線路電流較低時(shí)，更適宜采用頻率反走。圖2甚至顯示電流越低，最優(yōu)頻率也越低，從而在”高能效的頻率“與線路電流之間產(chǎn)生的關(guān)聯(lián)，這就是CCFF的工作原理……實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)確認(rèn)了在低線路及高線路電壓條件下CCFF即使在擴(kuò)展功率范圍也維持高能效比。更通俗地說(shuō)，如果啟用了跳周期模式，從5%負(fù)載到100%負(fù)載范圍下，能效都保持高于94%;而當(dāng)關(guān)閉跳周期模式時(shí)，能效底值(在5%負(fù)載時(shí)獲得)降到了92%.