功率開(kāi)關(guān)對(duì)電源效率的影響
當(dāng)S1 關(guān)斷,則開(kāi)始模式 3,由于S2 的輸出電容被放電,故 vT1 也減小,最終,當(dāng) S2 輸出電容電壓等于 VCb. 時(shí),它變?yōu)榱?。同時(shí),由于 SR2 的反向偏置電壓消除,因此它的體二極管開(kāi)啟導(dǎo)通。然后,兩個(gè) SR 在這個(gè)模式中一起導(dǎo)通。S2 的體二極管在 S2 的輸出電容和 S1 的輸出電容完全放電后導(dǎo)通,由于兩個(gè) SR 均導(dǎo)通,iLO1 和 iLO2 均為續(xù)流,斜率分別為 CVO/LO1 和 CVO/LO2, ,而 vT1 和 vT2 均為零。由于 VCb 僅僅施加在漏電感上,它引起初級(jí)電流的極性快速變化。在 S2 的體二極管導(dǎo)通后 S2 開(kāi)啟, 從而實(shí)現(xiàn) S2 的 ZVS 運(yùn)作,這個(gè)模式的持續(xù)時(shí)間為
(1)
模式 4 是另一個(gè)充電模式,在各個(gè) SR 之間的換向結(jié)束時(shí)開(kāi)始,在變壓器初級(jí)端施加的電壓為CVCb ,因而勵(lì)磁電流以斜率 CVCb/Lm 減少,iLO2 的斜率為 (VCb/n-VO)/LO2。其它的電感電流是通過(guò) SR2 的續(xù)流??蓮膱D2看出,由于異相 (out-of-phase) 作用,每個(gè)輸出電感的大紋波電流得以消除。因而,相比中心抽頭式或橋式整流配置,它可以在電流倍增器配置中使用兩個(gè)較小的電感。
當(dāng) S2 關(guān)斷,模式 1 作為另一個(gè)重建模式而開(kāi)始,模式 1 的運(yùn)作原理幾乎與模式 3 相同,只有 ZVS 狀況例外。在模式 1 中,當(dāng) S1 的輸出電容電壓等于 Vin-VCb 的瞬間,vT1 成為零。在這個(gè)瞬間之前,輸出電感 LO2 上的負(fù)載電流反射到變壓器的初級(jí)端,有助于實(shí)現(xiàn)開(kāi)關(guān)的 ZVS 運(yùn)作。與此相反,存儲(chǔ)在漏電感中的能量?jī)H在這個(gè)瞬間之后對(duì)輸出電容進(jìn)行放電和充電。因而,S1的 ZVS 運(yùn)作較 S2 更為穩(wěn)固,因?yàn)橥ǔ?Vin-VCb 高于 VCb ,除此之外,可以與模式 3 相同的方式進(jìn)行分析,模式 1 的延續(xù)時(shí)間為
(2)
使用公式 (1) 和 (2) 詳細(xì)計(jì)算輸出電壓
(3)
VSR 是 SR 處于充電模式時(shí) MOSFET 兩端的電壓。
im 的 DC 和紋波成分可從下式獲得:
(4)
(5)
這里,ILO1 和 ILO2 是輸出電感電流的 DC 成分。
設(shè)計(jì)示例和實(shí)驗(yàn)結(jié)果
在本節(jié)中討論一個(gè)設(shè)計(jì)示例,目標(biāo)系統(tǒng)是輸出電壓為 12V 和輸出負(fù)載電流為 30A 的 PC 電源,由于輸入通常來(lái)自功率因數(shù)校正 (PFC) 電路,輸入電壓的范圍并不寬泛,目標(biāo)規(guī)范如下:
標(biāo)稱輸入電壓:390 VDC
輸入電壓范圍:370 VDC ~ 410 VDC
輸出電壓:12 V
輸出電流:30 A
開(kāi)關(guān)頻率:100 kHz
圖3360 W PC電源的設(shè)計(jì)示例 (12 V, 30 A)
圖 3 所示為參考設(shè)計(jì)的完整原理圖,變壓器的電氣特性如表 1 所示。
表 I所設(shè)計(jì)變壓器的電氣特性
評(píng)論