電動汽車充電器電路拓撲的設計考慮

當原邊開關管S₁及S₂均開通時，能量儲存在輸入濾波電感中，同時輸出整流管處于關斷態(tài)。當開關管S₁及S₂中任一個開關管關斷時，儲存能量通過原邊繞組傳輸到副邊。由于變換器的對稱工作，變壓器磁通得以復位平衡。

為使輸入電感伏秒積平衡，必須滿足（1）

V_inmax≤V_B(1－D_min) （1）

假定變壓器匝比為1∶1，最大輸入電壓為170V，則輸出電壓為DC 200V時占空比為0.15，輸出電壓為DC 475V時占空比為0.5。如圖5所示，主開關管上的電壓應力為2V_B。當輸出電壓為DC 400V時，開關管電壓應力是DC 800V，這一電壓應力相當高。而且，由于傳輸電纜和感應耦合器的漏感，器件電壓應力可能會更高。為了限制器件最大電壓應力，可以采用圖5所示的無損吸收電路。但無論是在哪種情況下，都必須采用1200V電壓定額的器件。因高耐壓的MOSFET的導通電阻較高，導通損耗就會很大。因而，要考慮采用低導通壓降的高壓IGBT。但IGBT器件開關損耗也限制了開關頻率的提高。

開關管的平均電流為

I_Savg=I_Lavg （2）

對于1.5kW功率等級，輸入電流有效值為15A，平均開關電流是13A，峰值電流為22A，需要電流定額至少為30A的開關器件。盡管這個方案提供了比較簡單的單級功率變換，但也存在一些缺陷，如半導體器件承受的電壓應力較高、輸出電壓調節(jié)性能差，輸出電流紋波大。

為了降低器件的開關損耗，可以采用圖5所示的軟開關電路。給MOSFET設計的關斷延時確保了IGBT的ZVS關斷。在電流上升模式中，MOSFET分擔了輸出濾波電流，其電壓應力為IGBT的一半。從而，可以采用600V的器件。同時，因關斷損耗的降低，開關頻率得以提高。

另一個降低器件電壓定額的方案是采用兩級變換結構。前級PFC校正環(huán)節(jié)可以采用帶有軟開關功能的Boost變換器，允許高頻工作。后級DC/DC功率變換級，可以采用半橋串聯(lián)諧振變換器，提供高頻電流鏈。圖7給出了適用于充電模式1的兩級功率變換電路結構圖。

圖7 充電模式1采用的兩級功率變換電路結構

若輸入電網電壓是AC 115V，為了降低DC/DC變換器的電流定額，輸出電壓可以提升到DC 450V。這樣Boost級功率開關管可以采用500～600V的MOSFET，半橋變換器的開關器件可以采用300～400V的MOSFET。由于采用半橋工作，感應耦合器可以采用1∶2的匝比。若原邊繞組為4匝，則副邊繞組為8匝。Boost開關管的電流定額是30A，而半橋變換器開關管的電流定額是20A。

4.2 充電模式2

這是電動汽車的一種正常充電模式，充電過程一般在家庭和公共場所進行，要求給使用者提供良好的使用界面。

充電模式2的充電功率等級是6.6kW。230V/30A規(guī)格的標準電網電源足以給這種負載供電。其典型的充電時間為5～8h。

與充電模式1中充電功率變換器相類似，充電模式2也可采用單級AC/DC變換器。但由于帶PFC功能的單級變換器，開關管的峰值電流很高，因而最好采用兩級變換器。其中，PFC級可采用傳統(tǒng)的Boost升壓型電路，開關管采用軟開關或硬開關均可。但為了提高效率，更傾向于選擇軟開關Boost變換器。圖8給出兩種采用無損吸收電路的軟開管Boost變換器主電路功率級。圖9給出兩種采用有源開關輔助電路的軟開管Boost變換器功率級[7][8]。

(a) 無損吸收電路之一

(b) 無損吸收電路之二

圖8 采用無損吸收電路的軟開管Boost變換器

(a) ZCT

(b) ZVT

圖9 采用有源開關輔助電路的軟開管Boost變換器功率級

若電網輸入電壓為230V，則輸出電壓可以調節(jié)到400V以上。這使得后級變換器的設計變得容易，感應耦合器可以取1∶1的匝比。因此，如果電池最高電壓為400V，則前級輸出電壓可以采用DC450V。

與采用帶附加有源開關輔助電路的軟開管Boost變換器功率級相比，無損吸收軟開管Boost變換器功率級因無需有源器件，因而更具優(yōu)勢。特別是圖8(b)，因其開關管的關斷dv/dt得到了控制，開通為零電壓開通，且主開關管上的電壓應力為輸出電壓，因而整機性能得到大大改進。圖10給出無損吸收電路的典型波形。

圖10 無損吸收電路的典型波形

對于6.6kW的功率定額，450V的輸出電壓，需要采用600V/60A的MOSFET。可根據應用場合需要，整機設計可選擇單模塊或多模塊并聯(lián)方案。

對于后級DC/DC變換器，由于輸入輸出均為容性濾波器，因此，只有具有電流源特性的高頻變換器適用。以下幾種有大電感與變壓器原邊相串聯(lián)的拓撲適合采用。其中一種形式是圖11所示的全橋型變換器。

圖11 全橋型充電變換器

原邊電路中采用串聯(lián)電感，從而感應耦合器的漏感被有效利用起來，磁化電感也可利用來擴大變換器ZVS的工作范圍。對于450V的輸入總線電壓，可以采用1∶1的匝比，也即原邊繞組和副邊繞組均采用4匝線圈。

橋式結構的變換器拓撲的缺點之一是峰值電流較高，特別在低壓輸入時峰值特別高。此外對應輕載時，變換器進入斷續(xù)工作狀態(tài)，主開關管的開通損耗增加，調節(jié)特性變差。因而，通常要保證一個最小負載電流，確保ZVS。

另一類具有高頻電流源特性的變換器拓撲是諧振變換器。文獻[8]對這些變換器拓撲進行了分類，分為電流型和電壓型。在電流型變換器中，變換器由電流源供電。在這類拓撲中，電流得到有效的控制。但其缺陷是開關管上承受的電壓未得到有效控制。因為，大多數功率器件對過流的承受能力比過壓的承受能力要強。