射頻直采GNSS數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)的設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)

隨著軟件無線電在衛(wèi)星導(dǎo)航接收機(jī)上的廣泛應(yīng)用，衛(wèi)星導(dǎo)航接收機(jī)的硬件部分簡化為射頻前端和高速數(shù)據(jù)采集模塊兩部分。隨著GPS現(xiàn)代化和伽利略、北斗信號的發(fā)展，未來接收機(jī)必須能夠接收多個(gè)頻點(diǎn)的導(dǎo)航信號，為了避免多頻下變頻存在的多路頻率混頻的難題，可以在射頻上直接進(jìn)行數(shù)字采樣和數(shù)據(jù)傳輸。

　2009年，瑞士的洛桑聯(lián)邦理工大學(xué)設(shè)計(jì)出了多頻射頻直接采樣的前端，并對各級信號增益和三階截止點(diǎn)進(jìn)行了詳細(xì)的評估。同時(shí)對多頻信號的采樣率要求進(jìn)行了分析[1]。2009年，北京航空航天大學(xué)設(shè)計(jì)出了能夠同時(shí)在射頻上直接采集GPS L1、L2雙信號的接收機(jī)，采樣率為100 MHz[2]。

　國內(nèi)外目前對于多頻射頻直接采樣的高速數(shù)據(jù)采集部分研究很少，北京航空航天大學(xué)之前的方案只是做到雙頻的集成，采樣率較低。而洛桑聯(lián)邦理工大學(xué)的射頻前端方案成熟但是對于數(shù)據(jù)采集和定位分析的工作沒有論述。能夠同時(shí)接收GPS 3個(gè)頻帶信號、伽利略信號以及北斗信號的接收機(jī)需要的采樣率更高更難以實(shí)現(xiàn)。因此多頻直接采樣接收機(jī)的硬件設(shè)計(jì)工作在國內(nèi)外均開展較少，其中高速數(shù)據(jù)采集以及多頻射頻前端設(shè)計(jì)是其中的兩個(gè)關(guān)鍵問題。

1 硬件系統(tǒng)設(shè)計(jì)

衛(wèi)星導(dǎo)航系統(tǒng)軟件接收機(jī)的思想是讓寬帶A/D轉(zhuǎn)換器盡可能靠近射頻天線，盡早地將模擬信號轉(zhuǎn)為數(shù)字信號[3]，最大程度地用軟件來實(shí)現(xiàn)接收機(jī)的各種功能。

本文中數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)的工作原理是，使用寬頻天線接收信號后，在射頻前端進(jìn)行放大、濾波和增益控制工作。其中多頻技術(shù)需要使用分路濾波技術(shù)。前端輸出的信號被送到高速ADC進(jìn)行采樣，其后通過FPGA進(jìn)行緩沖和處理(如FIR數(shù)字濾波器處理等)。然后PFGA將數(shù)據(jù)封裝成幀結(jié)構(gòu)通過以太網(wǎng)口將其傳送到主機(jī)上。主機(jī)在物理層抓獲以太網(wǎng)數(shù)據(jù)包，分析MAC地址后將需要的數(shù)據(jù)存儲到硬盤之中。

1.1 射頻前端設(shè)計(jì)

直接采樣的射頻前端與傳統(tǒng)的采用下變頻技術(shù)的接收機(jī)前端有所不同。如圖1所示，直接采樣的射頻前端使用高增益GNSS天線接收信號。而信號經(jīng)過LNA作第一級放大后，經(jīng)過1.1 GHz~1.7 GHz帶通濾波，再使用PA進(jìn)一步放大。此后射頻信號分為3路,分別進(jìn)行濾波、放大、再濾波后合并，之后使用AGC環(huán)路調(diào)節(jié)輸出信號功率。

　下變頻前端的混頻器頻率由晶振提供，通過混頻對射頻信號進(jìn)行多級下變頻，并進(jìn)行放大和濾波,最后輸出中頻信號供ADC采集。

在射頻上直接進(jìn)行采樣不需要本地晶振，但是所有放大器和濾波器均需要在射頻下工作。多頻前端需要對不同的頻帶進(jìn)行分路濾波放大，同時(shí)將帶外噪聲盡可能地濾除掉。本系統(tǒng)使用了實(shí)驗(yàn)室自行設(shè)計(jì)的射頻前端，能夠在ADC之前得到頻譜形狀如圖2所示的信號。它包括了GPS的L1、L2、L5信號和伽利略E1、E5a、E5b以及部分北斗衛(wèi)星的信號。表1列出了上述導(dǎo)航系統(tǒng)的信號頻率及帶寬。

前端將信號放大至ADC可以采樣的電平,對于ADC08D500， 1 bit量化的信號最小輸入能量是-47.92 dBm[5]。GNSS天線的增益為50 dB,兩級LNA增益共約35 dB, PA增益20 dB,前端總插入損耗約為20 dB, AGC環(huán)路增益動態(tài)范圍為-35 dB~+22 dB，使用前端的增益足夠?qū)π盘栠M(jìn)行4 bit采樣。

　對于GNSS信號，超過2 bit采樣對信噪比的改善作用不是很明顯，而太高量化位數(shù)會增加數(shù)據(jù)處理的困難。本設(shè)計(jì)選擇存儲了1 bit和2 bit的采樣數(shù)據(jù)，但是在ADC采樣時(shí)仍然進(jìn)行了8 bit采樣，以便于FPGA進(jìn)行FIR濾波。經(jīng)過FIR濾波以后的數(shù)據(jù)可以進(jìn)行截位處理，即截取1 bit或者2 bit進(jìn)行保存。

　前端設(shè)計(jì)的主要難點(diǎn)在于以下三個(gè)方面：射頻寬頻帶放大器容易飽和；分路放大再合路會給信號帶來很大損耗；射頻AGC電路需要進(jìn)行特殊屏蔽處理。

1.2 采樣率的選擇

衛(wèi)星導(dǎo)航系統(tǒng)使用擴(kuò)頻通信技術(shù)，ADC采集的是噪聲信號，信號頻帶上的混疊相當(dāng)于將其他頻帶信號作為噪聲混疊到目標(biāo)頻帶中。因此可以容忍一定程度信號頻譜的混疊。對于GPS的3個(gè)頻帶，根據(jù)帶通采樣原理可以計(jì)算需要的采樣頻率。計(jì)算時(shí)不僅要求信號采樣后頻譜自身不混疊,同時(shí)不同頻帶的頻譜兩兩之間也不混疊。

對于GPS的L1、L2、L5信號(實(shí)際也包括了伽利略的E1、E5a),采樣后頻譜不混疊可選用的最低采樣頻率是158 MHz。若考慮伽利略的E5b，直采系統(tǒng)的最低采樣率為227 MHz [1]。為了滿足不同采樣頻率的要求，本設(shè)計(jì)采樣頻率合成器生成多種采樣時(shí)鐘,使用FPGA的SPI對頻率合成器進(jìn)行配置，本文1.3節(jié)中將會介紹多種采樣時(shí)鐘的生成方法。

1.3 ADC模塊的設(shè)計(jì)

ADC08D500是美國國家半導(dǎo)體公司生產(chǎn)的高速模數(shù)轉(zhuǎn)換芯片，其取樣率可高達(dá)500 MS/s，使用差分輸入,有效位數(shù)為8 bit,可以進(jìn)行雙通道采樣, 而功耗僅有1.4 W[5]。

　ADC08D500除了單通道能實(shí)現(xiàn)最高采樣達(dá)500 MS/s的速率外，還能夠進(jìn)行雙邊沿采樣(DES)，只對某一路通道的信號在時(shí)鐘信號的一個(gè)周期的上下兩個(gè)邊沿進(jìn)行采樣，利用芯片內(nèi)置的兩個(gè)轉(zhuǎn)換器進(jìn)行交錯操作，最終達(dá)到1 GS/s的采樣率。

　ADC采樣的時(shí)鐘來自于頻率合成器輸出的時(shí)鐘。為了滿足ADC采樣對于采樣時(shí)鐘的相位噪聲的要求，本設(shè)計(jì)使用了10 MHz的原子鐘作為頻率合成器輸入，通過FPGA的SPI將頻率合成器輸出配置成需要的頻率，如230 MHz。此外本文還使用了TCXO作輸入，對頻率合成器輸出信號的相位噪聲情況進(jìn)行衡量。通過相位噪聲和時(shí)鐘抖動的情況計(jì)算出頻率合成器輸出時(shí)鐘總的抖動為1.24 ps，這個(gè)抖動情況能夠滿足ADC08D500對GNSS信號的采集需要。
　ADC08D500的輸出有兩個(gè)通道四組8 bit差分總線，分別是I[7:0]、Id[7:0]、Q[7:0]、Qd[7:0]，另外還有兩組輸出的差分時(shí)鐘做FPGA的數(shù)據(jù)采集時(shí)鐘。

1.4 高速數(shù)據(jù)傳輸設(shè)計(jì)

將衛(wèi)星導(dǎo)航信號進(jìn)行數(shù)字化時(shí)，通常將量化位數(shù)選取為1 bit或者是2 bit。當(dāng)采樣率為230 MHz時(shí)，2 bit采樣數(shù)據(jù)傳輸需要約60 MB/s的接口傳輸速度和硬盤寫入速度。千兆位以太網(wǎng)的理論速度達(dá)1 000 Mb/s，能夠滿足數(shù)據(jù)傳輸?shù)男枰?，而且ISE工具自帶了Ethernet MAC IP核。因此，本文中采用以太網(wǎng)進(jìn)行數(shù)據(jù)的傳輸。

使用以太網(wǎng)傳輸數(shù)據(jù)，可以在FPGA實(shí)現(xiàn)TCP/IP協(xié)議功能，也可以直接通過以太網(wǎng)的物理層進(jìn)行數(shù)據(jù)傳輸。Virtex5 FPGA內(nèi)部擁有嵌入式軟核處理器MicroBlaze，能夠進(jìn)行FPGA內(nèi)部的嵌入式開發(fā)。開發(fā)以太網(wǎng)時(shí)通常在嵌入式系統(tǒng)中添加TCP/IP協(xié)議棧，常用的TCP/IP協(xié)議棧是Lwip或者是Treck協(xié)議棧[6]。但是使用TCP/IP協(xié)議，協(xié)議的每一層都會在數(shù)據(jù)幀前添加各自的幀頭，再加上協(xié)議的一些檢錯重發(fā)等功能，真正待傳輸?shù)臄?shù)據(jù)的吞吐率是很低的，千兆以太網(wǎng)的速度通常只有200 Mb/s~300 Mb/s,不能滿足本系統(tǒng)對于數(shù)據(jù)傳輸率的要求。

　　在物理層直接傳輸數(shù)據(jù)，數(shù)據(jù)傳輸速率幾乎可以達(dá)到以太網(wǎng)的理論傳輸極限(實(shí)測能超過900 Mb，根據(jù)數(shù)據(jù)幀封裝不同有所差異）。雖然沒有TCP/IP協(xié)議中對丟包錯包等數(shù)據(jù)完整性問題的修正功能，但可以通過上層的校驗(yàn)和序號發(fā)現(xiàn)數(shù)據(jù)幀錯誤和亂序。下文將討論在主機(jī)端如何在網(wǎng)卡上直接捕獲并存儲高速數(shù)據(jù)。

　整個(gè)數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)如圖3所示,除了ADC電路的設(shè)計(jì)，主要工作在FPGA下完成。


1.4.1 FPGA數(shù)據(jù)預(yù)處理

本文使用Xilinx公司的Virtex5系列FPGA開發(fā)板ML506進(jìn)行數(shù)字信號處理，開發(fā)環(huán)境基于ISE Design suite 11進(jìn)行。
從ADC傳送出的數(shù)字信號為8對或者16對差分?jǐn)?shù)據(jù)以及1路差分時(shí)鐘。對于采樣數(shù)據(jù)的截位處理可以分為直接截位和濾波后截位兩種處理方式。直接截位是只選擇其中的高位數(shù)據(jù)進(jìn)行傳輸，濾波后截位是接收全部的8 bit數(shù)據(jù)，將數(shù)據(jù)送給數(shù)字濾波器處理后再進(jìn)行截位，本文采用先濾波后截位的方法，可以選擇保存1 bit或者2 bit數(shù)據(jù)。
ADC08D500器件以230 MHz的高采樣率進(jìn)行8 bit量化時(shí)，輸出數(shù)據(jù)率將非常大。單獨(dú)對其中任一導(dǎo)航信號頻帶來說，高達(dá)230 MHz的采樣率都是不必要的。對此，在FPGA中添加入FIR（有限沖激響應(yīng)數(shù)字濾波器），分別濾出采樣后導(dǎo)航信號各頻帶，在使用截位輸出來降低量化位數(shù)的同時(shí)，使用抽取來降低采樣率。以GPS系統(tǒng)為例，當(dāng)采樣率為230 MHz時(shí)，L1、L2和L5的中頻分別為195.42 MHz、77.6 MHz和26.45 MHz。因此，在FPGA中生成3個(gè)FIR（帶通FIR）就可以濾除帶外信號，消除信號互相之間的干擾。具體實(shí)現(xiàn)方法是在MATLAB通過“ftdtools”濾波器設(shè)計(jì)工具，計(jì)算濾波器參數(shù)以生成COE形式的濾波器文件。

將設(shè)計(jì)出的3個(gè)濾波器文件(.COE文件)導(dǎo)入FPGA的FIR IPcore中,就可以生成相應(yīng)的濾波器Verilog代碼，即可獲得對應(yīng)的頻率幅度響應(yīng)圖，其效果如圖4所示。

　FIR輸出數(shù)據(jù)可以根據(jù)數(shù)據(jù)傳輸能力和需要進(jìn)行截位，一般只截取最高的符號位或者選取其中2位。數(shù)據(jù)分三路進(jìn)行FIR濾波之后，即可對每一路數(shù)據(jù)進(jìn)行降采樣處理。直接進(jìn)行抽取就可以降低數(shù)據(jù)量和采樣率，這將降低后續(xù)數(shù)據(jù)處理復(fù)雜度。

在對三路濾波后信號進(jìn)行傳輸過程中，通過以太網(wǎng)封裝幀給不同頻點(diǎn)信號賦予不同的MAC地址。主機(jī)捕獲時(shí)可以通過識別MAC地址的方法，將三路數(shù)據(jù)進(jìn)行分類存儲。

1.4.2 以太網(wǎng)數(shù)據(jù)傳輸

V5系列FPGA開發(fā)板上有以太網(wǎng)物理芯片88E1111實(shí)現(xiàn)開發(fā)板與電腦網(wǎng)卡的以太網(wǎng)物理層連接，ISE 11套裝中的core generator可以生成Ethernet MAC IP核，直接例化它就可以進(jìn)行以太網(wǎng)數(shù)據(jù)傳輸?shù)拈_發(fā)[7]。其結(jié)構(gòu)如圖5所示。

直接接收ADC的輸出數(shù)據(jù)或者是FIR截位之后的數(shù)據(jù)作為圖6模塊中的用戶輸入數(shù)據(jù)。因?yàn)樵O(shè)置的MAC核按照字節(jié)來傳輸數(shù)據(jù)，所以在MAC核前面需要添加一個(gè)FIFO進(jìn)行緩沖和串并轉(zhuǎn)換，進(jìn)入FIFO的數(shù)據(jù)是1 bit或2 bit，按照整字節(jié)輸出數(shù)據(jù)。

直接發(fā)送的數(shù)據(jù)幀是以太網(wǎng)物理層的數(shù)據(jù)幀，高層協(xié)議（TCP/IP協(xié)議）并沒有使用到。

以太網(wǎng)數(shù)據(jù)幀的包頭首先是8 B的前導(dǎo)碼(7 B原語和1 B幀起始）[7]，然后是6 B的目的MAC地址和6 B的源MAC地址，之后是2 bit的協(xié)議類型或數(shù)據(jù)包長度，中間是46~1 500 B的數(shù)據(jù)內(nèi)容，以及4 bit的校驗(yàn)位，如圖6所示?；贓MAC核實(shí)現(xiàn)以太網(wǎng)絡(luò)協(xié)議數(shù)據(jù)報(bào)文的發(fā)送具體包括以下幾個(gè)步驟：數(shù)據(jù)輸出緩沖、MAC地址添加、數(shù)據(jù)FCS校驗(yàn)和原語添加。最終經(jīng)過MAC封裝以后，整個(gè)數(shù)據(jù)報(bào)文的長度為64~1 518 B。校驗(yàn)位和前導(dǎo)碼是可以選擇自動添加的，所以在輸入數(shù)據(jù)時(shí)，通過編寫狀態(tài)機(jī)代碼添加正確的MAC地址，設(shè)置固定字節(jié)的數(shù)據(jù)包大小就可以讓數(shù)據(jù)正確地傳輸了。設(shè)計(jì)時(shí)設(shè)置每個(gè)數(shù)據(jù)幀除了幀頭信息以外有1 024 B的數(shù)據(jù)，正好是1 KB，即可方便地觀察數(shù)據(jù)包是否出錯和衡量整體數(shù)據(jù)傳輸完整性。

千兆位以太網(wǎng)使用的時(shí)鐘是ML506板載的晶振分頻出的125 MHz時(shí)鐘，通過FPGA內(nèi)部的PLL合成。

1.4.3 上位機(jī)數(shù)據(jù)捕獲

因?yàn)镕PGA發(fā)送數(shù)據(jù)時(shí)僅使用了以太網(wǎng)的物理層，所以在主機(jī)抓包的時(shí)候僅需要關(guān)注數(shù)據(jù)包的MAC地址信息即可，不需要再對TCP/IP協(xié)議進(jìn)行分析和處理。

因此本文采用winpcap(windows packet capture)開放代碼來實(shí)現(xiàn)MAC數(shù)據(jù)報(bào)文的采集功能。winpcap能夠?yàn)閣in32應(yīng)用程序提供訪問網(wǎng)絡(luò)底層的能力，因此獨(dú)立于TCP/IP協(xié)議的以太網(wǎng)數(shù)據(jù)包能夠被上層應(yīng)用程序捕獲和保存。

由于一般的SATA硬盤的寫入速度在40 MB/s~80 MB/s，為了保證數(shù)據(jù)能夠完整寫入硬盤，應(yīng)盡可能使用高速硬盤。同時(shí)，在編寫捕捉和存儲數(shù)據(jù)的軟件時(shí)，應(yīng)該設(shè)立一定的緩沖區(qū)域。將網(wǎng)絡(luò)采集到的數(shù)據(jù)首先寫入內(nèi)存之中，待累積了一段數(shù)據(jù)之后將其一次性寫入硬盤，以減少CPU時(shí)間分配對寫入數(shù)據(jù)完整性的影響。

2 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

通過SPI配置的不同采樣率對實(shí)際衛(wèi)星信號進(jìn)行采集，存儲下來的數(shù)據(jù)文件采用實(shí)驗(yàn)室自研的捕獲算法可以成功地捕獲出GPS L1、L2、L5信號。圖7是在采集的一段數(shù)據(jù)中L2、L5信號的捕獲結(jié)果。通過與下變頻前端采集的數(shù)據(jù)進(jìn)行對比分析可以發(fā)現(xiàn)，兩個(gè)系統(tǒng)捕獲到的衛(wèi)星數(shù)量、編號、多普勒頻偏是一致的，但直接采樣數(shù)據(jù)的信噪比要略高。該實(shí)驗(yàn)結(jié)果如表2所示。這說明該系統(tǒng)采集的數(shù)據(jù)是正確有效的。

本文介紹了使用射頻直接采樣技術(shù)的多頻GNSS數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)的設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)方法。本文首先提供了主要的硬件平臺結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)方案，并對于射頻前端的電路設(shè)計(jì)和高速數(shù)據(jù)采集這兩個(gè)關(guān)鍵技術(shù)進(jìn)行了詳細(xì)闡述。在此基礎(chǔ)上，本系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)了多頻多系統(tǒng)衛(wèi)星導(dǎo)航信號的采集功能，并且與下變頻方法采集的數(shù)據(jù)進(jìn)行了對比。實(shí)驗(yàn)表明，該系統(tǒng)在性能和可擴(kuò)展性方面都要優(yōu)于傳統(tǒng)的下變頻采集系統(tǒng)，具備很好的通用性。隨著技術(shù)的發(fā)展，更多更高性能的射頻放大濾波器件的價(jià)格不再昂貴，運(yùn)用直接采樣技術(shù)的多頻衛(wèi)星導(dǎo)航接收機(jī)將具備很大的發(fā)展空間。