如何利用 SiC 打造更好的電動(dòng)車牽引逆變器

在本文中，我們將調(diào)查電動(dòng)車牽引逆變器采用 SiC 技術(shù)的優(yōu)勢。我們將展示在各種負(fù)荷條件下逆變器的能效是如何提升的，包括從輕負(fù)荷到滿負(fù)荷。使用較高的運(yùn)行電壓與高效的 1200V SiC FET 可以幫助降低銅損。還可以提高逆變器開關(guān)頻率，以對電機(jī)繞組輸出更理想的正弦曲線波形和降低電機(jī)內(nèi)的鐵損。預(yù)計(jì)在所有這些因素的影響下，純電動(dòng)車的單次充電行駛里程將提高 5%-10%，同時(shí)，降低的損耗還能簡化冷卻問題。

簡介

近期的新聞表明，純電動(dòng)車 (BEV) 的數(shù)量增加得比之前的預(yù)期要快。這促使汽車制造商（包括現(xiàn)有制造商和新加入的制造商）重新投入到電動(dòng)車研發(fā)中，設(shè)法找到最有效的技術(shù)來盡可能提高能效、降低體積和重量以及盡可能從昂貴的電池組中獲益，從而延長單次充電行駛里程。這讓 SiC 晶體管迅速進(jìn)入電動(dòng)車的車載充電器和直流轉(zhuǎn)換器中。鑒于牽引逆變器處理 10 倍的功率電平，如果 SiC 晶體管能在該環(huán)境中具備類似的優(yōu)勢，則將改寫功率半導(dǎo)體格局。為此，SiC 技術(shù)需要提供清晰的成本性能優(yōu)勢，清除所有必然的障礙，以實(shí)現(xiàn)可付諸制造的可靠逆變器系統(tǒng)設(shè)計(jì)。逆變器前所用的升壓級無疑要使用 SiC，理由與我們之前討論車載充電器和直流轉(zhuǎn)換器時(shí)給出的理由相同。在本文中，我們會(huì)考察電動(dòng)車逆變器采用 SiC 技術(shù)的主要優(yōu)勢，探討基于 UnitedSiC 技術(shù)的幾種實(shí)施方案。

SiC 技術(shù)的主要優(yōu)勢

典型電動(dòng)車的行駛工況，尤其是在城市內(nèi)使用的電動(dòng)車，會(huì)導(dǎo)致逆變器大部分運(yùn)行壽命內(nèi)都在輕負(fù)荷或中負(fù)荷下運(yùn)行，但是伴有頻繁的停止和啟動(dòng)。但是設(shè)計(jì)逆變器時(shí)必須考慮所有最差情況下的應(yīng)力，如快速加速、爬陡坡和在各種環(huán)境溫度下運(yùn)行。圖 1 顯示的是典型雙電平電壓源逆變器，可用于驅(qū)動(dòng)內(nèi)部永磁電機(jī)。這是純電動(dòng)車的常用配置，其逆變器置于電機(jī)附近。通常，逆變器開關(guān)會(huì)處于控制下，以便對電機(jī)繞組施加 3 相交流電壓。這一目標(biāo)通過按照控制器命令開關(guān)電源開關(guān)來實(shí)現(xiàn)，頻率為 4-10kHz，可產(chǎn)生最高 1kHz 的基礎(chǔ)交流電頻率?？偣β孰娖椒秶蛇_(dá) 50-250kW，適合電動(dòng)客車。所用的直流電壓取決于電池系統(tǒng)，而且由于使用升壓轉(zhuǎn)換器將各種電池電壓轉(zhuǎn)換為逆變器所用的固定直流電壓，此電壓在不久的將來可能會(huì)從現(xiàn)在的 300-500V 提高為 600-800V，較高的電壓在提供相同的功率時(shí)可以降低電流和銅損。

圖 1：使用雙電平電壓源轉(zhuǎn)換器體系結(jié)構(gòu)的電動(dòng)車牽引逆變器

功率開關(guān)的損耗來自開關(guān)有電流經(jīng)過時(shí)的導(dǎo)電損耗和開關(guān)打開與關(guān)閉時(shí)的開關(guān)損耗。導(dǎo)電損耗與開關(guān)頻率無關(guān)，但是開關(guān)損耗與開關(guān)頻率成正比。

圖 2 表明了 SiC FET 與硅 IGBT 的特征。在任何給定電流下，I_D*V_DS 的乘積都能表示給定導(dǎo)電損耗。因此，很容易看出，在采用單極 SiC FET 時(shí)，沒有采用 IGBT 時(shí)會(huì)出現(xiàn)的拐點(diǎn)電壓，這對于最高 200A 的所有電流電平都是有益的，在輕負(fù)荷和中負(fù)荷運(yùn)行對應(yīng)的較低電流下尤其有益。

圖 2：200A SiC FET 和 IGBT 的導(dǎo)電損耗特征

圖 3 是適合 750 V 器件的基于低導(dǎo)電損耗 IGBT 與 SiC FET 的逆變器在 400 V 總線 8kHz 下運(yùn)行時(shí)的導(dǎo)電和開關(guān)損耗的比較。IGBT 解決方案即使在 8kHz 下的開關(guān)損耗也很可觀，因而在 25kHz 下就無法有效利用。基于 SiC 的解決方案不僅在所有輸出水平下都具有較低的導(dǎo)電損耗（在 8kHz 下，損耗會(huì)大幅降低），而且還能在較高的逆變器頻率下使用（能效很高）。

圖 3：基于 1200V IGBT 和 SiC FET 的逆變器，在導(dǎo)電和開關(guān)方面的功率損耗比較。在所有情況下都有損耗差異，在 25kHz 下的差異非常大 

電動(dòng)車逆變器不同于傳統(tǒng)工業(yè)電機(jī)驅(qū)動(dòng)的另一個(gè)方面是，它需要雙向電力傳輸。在再生制動(dòng)期間，系統(tǒng)要控制開關(guān)，允許這個(gè)逆變器充當(dāng)整流器，而電機(jī)充當(dāng)發(fā)電機(jī)，從而允許電能流回電池內(nèi)。SiC FET 可讓第三象限導(dǎo)電具有同樣低的導(dǎo)電損耗，這意味著可以采用同步整流，以便在此運(yùn)行模式下也保持非常低的損耗。在采用 IGBT 時(shí)，這是不可能實(shí)現(xiàn)的，且反向并聯(lián)續(xù)流二極管處理反向功率流時(shí)的損耗較高。

額定電壓

目前，有許多電動(dòng)車逆變器都是基于 750V IGBT 的，逆變器總線電壓為 300-500V。為了更高效地處理大功率，1200V 開關(guān)允許使用電壓為 600-800V 的電池。

表 1 顯示了200kW 純電動(dòng)車牽引驅(qū)動(dòng)所用的 450A，750V 半橋模塊的一些計(jì)算數(shù)據(jù)，驅(qū)動(dòng)基于額定值同樣為 750V 的低導(dǎo)電損耗 IGBT 和 UnitedSiC FET。每個(gè)開關(guān)位置都使用 3 個(gè) IGBT 和 3 個(gè)二極管。它們被替換成 6 個(gè)堆疊式 SiC FET，每個(gè) SiC FET 的電阻為 5.4mohm，體積不超過原來的一半。案例 1 和 2 顯示了 8kHz 下的總導(dǎo)電損耗、開關(guān)損耗和總損耗的差異。在 200kW 下，總損耗會(huì)減半，而在 50kW 下，總損耗會(huì)接近原來的四分之一。鑒于逆變器大部分時(shí)候在輕負(fù)荷下運(yùn)行，這一特點(diǎn)十分有益。請注意，采用 SiC FET 時(shí)，導(dǎo)電損耗和開關(guān)損耗都比較低，但是在 200kW 下，開關(guān)損耗相差近 8 倍。該表還表明，同一個(gè)模塊還可用于最高 300kW 下，保持所有 FET 低于 Tj=150C，從而允許將同一個(gè)逆變器硬件用于 300kW 的系統(tǒng)。案例 3 表示了一個(gè)處理 300kW 的更好辦法，就是每個(gè)開關(guān)采用 8 個(gè) SiC FET，將峰值損耗從 3425W 降為 2666W。

表 1：200kW 電動(dòng)車逆變器中所用的基于 750V IGBT 與基于 750V SiC FET 的 450A，750V 3 相逆變器模塊的運(yùn)行功率損耗的比較。表的下半部分比較了在 200kW 逆變器中使用的 400A，1200V IGBT 模塊與對應(yīng)的 1200V SiC FET 模塊。在所有情況下，我們都考慮在 90℃ 冷卻溫度下使用釘狀翅片散熱器類 3 相模塊。在所有情況下，最高結(jié)溫度都保持在 150℃ 以下，即使 SiC FET 的額定值為 175℃ 且能承受短時(shí)間達(dá)到 200℃ 也是如此。較低的開關(guān)損耗可以用于在 25kHz 下運(yùn)行逆變器，從而提高波形質(zhì)量，降低鐵損。即使在此情況下，也可以看到 SiC FET 解決方案（表 1 案例 4）在所有負(fù)荷情況下的損耗都低于 IGBT 解決方案。在輸出功率為 200kW 時(shí)，IGBT 解決方案在 8kHz 下會(huì)耗散 3580W 功率，而 SiC FET 解決方案在 25kHz 下耗散的功率為 2061W。該模塊可在 6 個(gè)并聯(lián) SiC FET 內(nèi)實(shí)現(xiàn) 250kW 輸出

如果每個(gè)開關(guān)僅使用 4 個(gè) SiC FET，則可以用較高損耗為代價(jià)實(shí)現(xiàn)更低的成本。這種情況如表 1 案例 5 所示，此時(shí)，損耗仍然遠(yuǎn)低于基于 IGBT 的解決方案。

該表的下半部分比較在使用 1200V 晶體管且運(yùn)行總線電壓為 800V 情況下的損耗。它將每個(gè)開關(guān) 4 個(gè) IGBT 和 4 個(gè)二極管（案例 6）與每個(gè)開關(guān) 4 個(gè) SiC FET（案例 7、9）的情況進(jìn)行對比。如果使用 SiC FET，則在 8kHz 下的損耗不到全功率下的一半，而在 50kW 下則為全功率的四分之一。案例 8 表明在每個(gè)開關(guān) 6 個(gè) SiC FET 的情況下，這個(gè)模塊如何輕易擴(kuò)展到 300kW 運(yùn)行功率。雖然由于開關(guān)損耗過高，無法以 25kHz 的頻率開關(guān)這些 IGBT，但是案例 9 表明了如何使用 SiC FET 實(shí)現(xiàn)這一頻率，同時(shí)維持高能效。損耗仍然遠(yuǎn)低于 IGBT 在 8kHz 下運(yùn)行時(shí)的損耗，而且同樣地，更平緩的波形也可以幫助降低電機(jī)鐵損，同時(shí)逆變器開關(guān)的頻率大大超過可聽頻率范圍。請注意，在所有情況下，在相同占板面積下，該模塊的功率輸出都較高。

極端條件

對于包括電動(dòng)車逆變器在內(nèi)的所有電機(jī)驅(qū)動(dòng)，一個(gè)重要的安全要求是要能夠經(jīng)受維護(hù)或運(yùn)行期間的短路。此類短路可能發(fā)生在直流總線各處，從電機(jī)繞組到接地的整段電路上或繞組之間。對于半導(dǎo)體開關(guān)，這意味著在打開并發(fā)生短路時(shí)開關(guān)必須能夠經(jīng)受住，直至柵極驅(qū)動(dòng)在 3-5μs 內(nèi)檢測到該短路并關(guān)閉開關(guān)。此外，在開關(guān)已經(jīng)導(dǎo)電的情況下，也可能發(fā)生短路。在任何情況下，開關(guān)都必須能夠經(jīng)受此類短路，而無論在此類短路發(fā)生時(shí)芯片的起始溫度有多高，且器件特征不能發(fā)生改變，以致使用壽命降級。

圖 4 比較了 IGBT、SiC MOSFET 和 SiC FET 的短路耐受時(shí)間 (SCWT) 差異。在短路時(shí)，SiC MOSFET 會(huì)經(jīng)受極高的峰值電流，這可能會(huì)損壞 MOSFET 柵極二極管?？梢酝ㄟ^使用較低的柵極電壓驅(qū)動(dòng)對此進(jìn)行管理，它可以降低短路電流，代價(jià)是導(dǎo)電損耗非常高。SiC FET（包含堆疊在 SiC JFET 上的 Si MOSFET）在這方面的表現(xiàn)要好得多。峰值飽和電流可以調(diào)整，提供所需的短路耐受時(shí)間，而這種調(diào)整引起的導(dǎo)電損耗變化非常小。飽和電流由 JFET 設(shè)定，因而與對 MOSFET 施加的 V_GS 無關(guān)。實(shí)驗(yàn)表明，SiC FET 可以安全處理 100 多次重復(fù)事件帶來的此類應(yīng)力。此外，即使起始芯片溫度達(dá)到 200°C，器件也能處理此類短路。

圖 4：IGBT、SiC MOSFET 和 SiC FET 的耐短路能力比較，以及處理重復(fù)性沖擊的能力排名

圖 4 中的半導(dǎo)體按比例繪制，其中 SiC FET 為芯片體積最小的 100A 器件。SiC JFET 的一個(gè)重要優(yōu)勢是能夠經(jīng)受短路期間生成的大量熱量，它構(gòu)成 SiC FET 堆疊式共源共柵的基礎(chǔ)。芯片大小不同也解釋了使用 SiC FET 為什么可以在給定模塊占板面積下降低導(dǎo)通電阻。

基于 SiC 的逆變器的技術(shù)方法

最常用的逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)是圖 1 中有名的雙電平電壓源轉(zhuǎn)換器。與此類逆變器一同使用的開關(guān)類型稱為硬開關(guān)，會(huì)在轉(zhuǎn)換期間導(dǎo)致開關(guān)兩端高壓和經(jīng)過開關(guān)的電流重疊。根據(jù)圖 3 的結(jié)果，設(shè)計(jì)師可以采用的一個(gè)方法是使用快速開關(guān) SiC 器件降低開關(guān)損耗和導(dǎo)電損耗，即使頻率高達(dá) 25kHz 時(shí)也是如此。在這種情況下，開關(guān)轉(zhuǎn)換發(fā)生在高 dV/dts 下。在純電動(dòng)車中，與在標(biāo)準(zhǔn)工業(yè)驅(qū)動(dòng)中一樣，逆變器和電機(jī)之間的電線長度長并不是問題。然而，直接對電機(jī)繞組應(yīng)用高 dV/dt 波形可能在隔離范圍中造成大位移電流?？梢栽谀孀兤鬏敵龆耸褂脼V波器對此進(jìn)行整流，僅讓高 dV/dt 部分變得更平滑，像所謂的 dV/dt 濾波器一樣，或使用一整套 sinus 濾波器來平滑波形，提供幾乎完美的正弦曲線輸出。很明顯，如果開關(guān)頻率較高，則濾波會(huì)比較容易。預(yù)計(jì)，減少電流波形中的波紋會(huì)讓電機(jī)的整體能效提高 1-3% 并延長電機(jī)壽命。這種能效好處可以轉(zhuǎn)化成更長的單次充電行駛里程或減小電池體積。

另一個(gè)方法是讓開關(guān)維持在 5-8kHz 的低頻率，并運(yùn)行 dV/dt 額定值非常低的器件，例如 8V/ns 以下。在這種情況下，每個(gè)循環(huán)的開關(guān)重疊損耗可能非常高，但是低頻率可以讓總功率損耗可控。圖 5 顯示的是這種情況下使用 SiC FET 的首選技術(shù)。堆疊的低壓 MOSFET 僅僅用作啟用開關(guān)，以確保在啟動(dòng)和短路故障條件下進(jìn)入長關(guān)運(yùn)行，但是 SiC JFET 柵極直接開關(guān)。這能實(shí)現(xiàn)非常低的 dV/dts 和最低損耗。該方案可實(shí)現(xiàn)非常出色的短路處理能力，如果 JFET 柵極達(dá)到 +2.5V 而不是 0V，它可將導(dǎo)電損耗進(jìn)一步降低 15%-20%。為了管理第三象限導(dǎo)電，可將 JFET 與低死區(qū)時(shí)間一同使用，也可僅在死區(qū)時(shí)間內(nèi)添加小 JBS 二極管以承載續(xù)流電流。圖 5 右側(cè)的圖顯示的 SiC JFET 的第三象限行為。 

圖 5：直接驅(qū)動(dòng) JFET 柵極并使用堆疊式 N 溝道 MOSFET 作為啟動(dòng)開關(guān)的開關(guān)方案。它讓實(shí)施低 dV/dt 開關(guān)變得更加容易 

還有一個(gè)更復(fù)雜但是可以實(shí)現(xiàn)最高能效的方法是應(yīng)用全諧振開關(guān)，如使用輔助諧振變換極方法一樣，為此，Pre-Switch Inc. 開發(fā)了新型控制器。圖 6 顯示的是電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和典型的開關(guān)波形，它可完全消除打開和關(guān)閉開關(guān)損耗同時(shí)維持低 dV/dts。雖然此電路有助于降低 IGBT 開關(guān)損耗和提高能效，但是 IGBT 仍然要承受由于需要移除每個(gè)循環(huán)中存儲(chǔ)的電荷造成的損耗。此外，IV 曲線中的拐點(diǎn)電壓的導(dǎo)電損耗影響也依舊存在。因而，SiC FET 能在所有負(fù)荷條件下獲得最好的峰值能效，它是沒有尾電流和拐點(diǎn)電壓的單極器件。轉(zhuǎn)換器還可以在 50-100kHz 這樣非常高的頻率下運(yùn)行，帶來更平滑的正弦曲線輸出波形。這可以通過降低鐵損進(jìn)一步提高電機(jī)效率，再結(jié)合盡量降低的逆變器功率損耗，可讓純電動(dòng)車提高最大單次充電行駛里程。圖 6 中就是使用此模型與 SiC FET 的緊湊型 200kW 逆變器示例。

圖 6：可消除逆變器中所有開關(guān)損耗的 ARCP 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。該結(jié)構(gòu)與 SiC FET 配合可以實(shí)現(xiàn)非常高的功率密度，而不會(huì)有高 dV/dt 開關(guān)問題。這會(huì)帶來非常高的電機(jī)運(yùn)行能效以及非常高的逆變器能效 

結(jié)論

許多工業(yè)和學(xué)術(shù)團(tuán)體都進(jìn)行過深入調(diào)查，結(jié)論是 SiC MOSFET 在提高牽引逆變器能效和延長純電動(dòng)車單次充電行駛里程方面優(yōu)勢顯著。在本文中，我們討論了這一評估結(jié)果的原因，并考慮了 SiC 逆變器中所用的功率晶體管的堅(jiān)固性需求。我們介紹了適合純電動(dòng)車逆變器的三種實(shí)施拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，讓用戶可以選擇最適合其總體系統(tǒng)約束條件的方法。為了獲得最高的能效，ARCP 方案消除了所有開關(guān)損耗，能最大程度利用 SiC FET 能帶來超低導(dǎo)電損耗的特性。