做了一個3KW碳化硅電源！(全稱：碳化硅3KW圖騰柱PFC)

它能起到什么作用？具體參數是（第1章）？怎么設計出來的（第2章）？實測情況（第3章）？原理是（第4章）？開源網址入口（第5章）？下文一一為你解答！

1.基礎參數

• 雙主控設計：CW32+IVCC1102

• 輸入：AC 110V~270V 20Amax

• 輸出：DC 350V-430V 20Amax

• 功率：3000W

• 設計功率：3500W

• 效率：98.5%

能用在哪些地方？

① 可以作為3KW LLC電源或者全橋可調電源的前級PFC環(huán)節(jié)；

② 可以制作常見的大功率產品，以及：車載OBC（車載充電機）、通信電源、UPS（不間斷電源）、?高頻DC-DC轉換器?……

實物演示：

2.設計圖

3.實測情況

3KW 10分鐘最大溫度為電感溫度，34.6度

3KW 120分鐘最大溫度為電感溫度，43.8度

最大功率3.5kW可以長時間運行

效率曲線在98%附近

此時工頻管60mΩ內阻，高頻管27mΩ內阻，ciss 2nF

工頻管更換為30mΩ內阻，高頻管不變，測試結果：

3000/（231.2*13.15）=0.98675

效率從98%提升到98.675%

再更換高頻碳化硅，更換為15mΩ內阻，ciss 9nF，驅動電阻Rg改為4.7Ω，經測試：

3000/（230.8*13.25）=0.981，多出18W損耗

效率從98.675%降低到98.1%

下方超詳細原理解說預警！

PS：如果你想跳過這部分，前往原工程【學習】【復刻】，可復制開源網址：
https://oshwhub.com/leichaolin/3kw-totem-pole-pfc-with-silicon-

4.原理解說

本章節(jié)會涉及……

PFC原理介紹、什么是PFC？為什么開關電源中要使用FPC？有幾種PFC的形式？圖騰柱PFC高頻管不能用普通MOS？工作電流方向？發(fā)波邏輯？工作模式的區(qū)別？什么是碳化硅？為什么碳化硅需要正負電源驅動？為什么輔助電源變壓器初級要加電容？為什么要隔離驅動器？碳化硅MOS管怎么選擇？理論計算、波形分析……

有不對的地方歡迎批評指正~

一、PFC原理介紹（7個知識點）

1.1 什么是PFC？

要了解 PFC，我們必須首先定義功率因數。功率因數是以瓦特為單位的有功功率與視在功率之比。

有功功率是負載消耗的功率，視在功率是在電源和負載之間循環(huán)的功率。理想功率因數為 1，這意味著不存在無功功率造成的損耗，所有視在功率都是有功功率。

開關電源通常用于功率因數校正。開關電源通常利用二極管橋將交流 (AC) 信號整流為直流 (DC) 信號。該二極管橋對交流信號進行斬波，從而影響功率因數和總諧波失真 (THD)。

圖 1-1 和圖 1-2 顯示了功率因數為 1 和 0.69 的系統的波形。請注意，功率因數降低會導致峰值電流增加。

開關轉換器拓撲用于有源功率因數校正，以提高功率效率和密度。

在過去的二十年中，最出色的拓撲之一是升壓PFC，它采用了單個低側 MOSFET、一個電感器、一個二極管。

為了實現高效的交流/直流轉換，MOSFET 柵極驅動器必須滿足特定的要求才能有效驅動 MOSFET。這些驅動器的一些要求包括峰值驅動電流和開關特性。由于PFC 需要高功率開關，因此需要高驅動電流。上升和下降時間以及傳播延遲等快速開關特性可實現快速開關轉換，從而減少損耗并提高效率。需要快速開關轉換的原因在于 MOSFET 中的開關損耗。

由于可以處理動態(tài)電壓和電流，MOSFET 在導通和關斷期間效率很低。其他要求包括欠壓鎖定和噪聲處理能力。升壓 PFC 通常由單通道、低側、非隔離式柵極驅動器驅動，下圖為升壓PFC。

1.2 為什么開關電源中要使用PFC？

相關規(guī)定，在超過一定功率的電器設備上必須加入PFC，提升電網質量，如果不加入PFC，會影響到電網整體的效率波形等，導致其他用戶無法正常使用，功率因數（?PF）?是衡量電力被有效利用的程度，?其值越大，?表示電力利用率越高。?

開關電源作為一種電容輸入型電路，?其電流和電壓之間的相位差會導致交換功率的損失。?為了減少這種損失，?提高電力利用效率，?開關電源中引入了PFC電路。?PFC電路通過改善電源的功率因數，?使得電源在消耗有功功率的同時，?也能有效地管理無功功率，?從而減少電網上的無謂損耗，?提高電力系統的整體效率。

1.3 有哪幾種PFC的形式？

與傳統的升壓 PFC 相比，交錯式升壓 PFC 是一種更高效、更復雜的選擇。交錯式升壓 PFC 可提高系統效率，但會增加元件數量。

交錯式升壓系統的柵極驅動器要求與升壓系統非常相似，只是第二個 MOSFET 需要一個額外的通道。為了驅動此拓撲所需的兩個 MOSFET，通常使用雙通道低側柵極驅動器，例如 UCC27624。下圖顯示了一個交錯式升壓電路示例。

由于第三代半導體的發(fā)展，圖騰柱無橋PFC開始廣泛應用

傳統的 PFC 轉換器實現了無源二極管電橋以進行整流，該技術現在稱為無源 PFC 技術。

此類方案的優(yōu)點為：設計簡單，可靠性高，系統控制環(huán)路速度慢以及成本低。但缺點也很明顯：無源器件很重，功率因數低，并且會產生顯著的功率損耗，從而導致散熱器體積龐大以及散熱量大。

通過進一步調查發(fā)現，在寬電源應用的低壓線路上，輸入電橋大約消耗輸入功率的 2%。如果設計人員可以抑制串聯二極管之一，則可以節(jié)省輸入功率的 1%，從而使效率從 94% 上升至 95%。

由于上述缺點，橋式傳統 PFC 的額定功率被限制在數百瓦以下，尤其是在混合動力電動汽車 (HEV) 或電動汽車 (EV) 中，其中小空間和小重量是關鍵設計參數。

因此，無橋架構趨勢日益明顯，這種架構消除了傳統的二極管電橋。OBC 基于硅功率器件，存在低效率、低功 率密度和高重量等限制。憑借 SiC MOSFET 的優(yōu)勢，設計人員可以利用快速開關、低反向恢復電荷和低 RDS(ON) 的卓越性能，極大地改善這些限制。

1.4 為什么圖騰柱PFC高頻管只能用GaN和SiC，不能用普通MOS？

圖騰柱 PFC 中的固有問題是交流電壓過零處的運行模式轉換。當交流輸入在過零處從正半線變?yōu)樨摪刖€時，低側高頻開關 SiC2 的占空比從 100% 變?yōu)?0%，SiC1 的占空比從 0% 變?yōu)?100%。

由于高側二極管（或 MOSFET 的體二極管）的反向恢復速度較慢，D2 的陰極電壓無法立即從接地跳變?yōu)橹绷髡妷海ㄟ@會導致較大的電流尖峰）。由于該問題，設計人員無法在連續(xù)導通模式 (CCM) 圖騰柱 PFC 中使用 Si MOSFET。

因此，SiC1 和 SiC2必須是氮化鎵 (GaN) 或 SiC MOSFET 場效應晶體管 (FET)，具有低反向恢復，對于本項目，我們選擇了SiC。

1.5 圖騰柱PFC的工作電流方向是怎么樣的？

正半周期內的圖騰柱無橋 PFC 運行：(A) S2 開啟時 (B) S2 關斷時

負半周期內的圖騰柱無橋 PFC 運行：(A) S1 開啟時 (B) S1 關斷時

高頻 GaN FET 在 65kHz 的開關頻率下運行，一對 Si MOSFET 在工頻（大約 45Hz 至 60Hz）下運行。因此，導通路徑包括一個 GaN 開關和一個低頻 Si 開關，導通損耗顯著降低。使用雙通道交錯技術以降低導通損耗和輸入電流紋波。測試結果表明效率高達 98.5% 以上。

1.6 圖騰柱PFC（CCM）的發(fā)波邏輯是怎么樣的，如何解決過零點尖峰？

發(fā)波邏輯：在交流電正半周時，主管PWM從低占空比到高占空比，再回到低占空比，讓電感電流呈現正弦波，而從管則相反互補。但是圖騰柱PFC有過零點電感電流換向尖峰問題，為了改善電流波形，需要在過零點做特殊處理

上圖為圖騰柱驅動波形，GDH和GDL為高頻管驅動波形，SFL為低頻管驅動波形，Inducor Current為電感電流，Crossover point為過零點。

在過零前，所有的四個門極驅動 GDL/GDH/SFL/SFH 的輸出被關閉，在過零后，高頻管的主動管（SFL 或 SFH）先開始工作。

不同于一開始就進行滿占空比輸出，主動管的占空比從零開始以 200kHz 的 PWM 頻率逐漸增大到滿占空比，直到死區(qū)時間結束。通過這種方式，高頻管可以在主動管狀態(tài)與被動管狀態(tài)之間進行平滑的切換。

主動管的軟啟動會產生很平滑的電感電流來對低頻橋臂中點的寄生電容進行放電，從而最小化或消除交流過零點的電流尖峰。低頻同步管通常是超級結的 MOSFET，其 Coss 會存儲很大的能量，導致很大的過零電流尖峰。過零死區(qū)時間是±100us，當交流采樣信號接近于 0V 并可能被噪聲干擾時，它可以防止?jié)撛诘亩搪钒l(fā)生。

1.7 PFC工作模式有什么區(qū)別？

PFC的主要工作模式有兩種，CRM（臨界導通模式）和CCM（連續(xù)導通模式），CRM廣泛應用在小功率300W左右的場合。

CRM模式PFC的特點主要包括以下幾點：?

功率開關零電流導通：?在CRM模式下，?功率開關在零電流的情況下導通，?這有助于減少開關損耗，?提高效率。?

電感電流線性上升：?當開關導通時，?電感電流線性上升。?

傳導干擾低頻段較高：?雖然使用CRM方式PFC的控制器可以實現簡單的修改反饋部分，?但這種方式會導致傳導干擾在低頻段較高。?

可改變開關頻率：?CRM模式允許在正弦波零跨越時改變開關頻率，?并且可以使開關頻率變得非常高，?但通常IC內部會對頻率上限進行限制，?以防止EMI測試無法通過

CCM廣泛應用于大功率場合

CCM模式一個顯著特點是其傳輸電流連續(xù)流動，?幾乎為直流，?紋波也很小。?這種連續(xù)流動的電感電流有助于減少開關噪聲，?提高電源的效率和穩(wěn)定性。?與DCM模式相比，?CCM模式更適合于大功率場合

二、碳化硅介紹以及正負電源設計（5個知識點）

2.1 什么是碳化硅？

碳化硅MOS管使用的是碳化硅（SiC）半導體材料，而普通MOS管使用的是硅材料。碳化硅具有高熔點、高硬度、高導熱性、高耐輻射性、高溫穩(wěn)定性等優(yōu)異性能，而硅材料則沒有這些特性。?

在特性方面，碳化硅MOS管的切換速度更快，可以實現更高頻率、更高效率的功率轉換。它具有更高的電場強度和較低的導通電阻，抗電磁干擾性能更好，適用于高溫、大功率、高頻和高壓應用領域。?

在工作原理上，碳化硅MOS管具有較高的電場強度和較高的漏電流，在高壓條件下導通損耗會更小。普通MOS管的工作原理基于襯底注入概念或感應概念，而碳化硅MOS管則具有更高的電場強度和開關速度。

2.2 為什么碳化硅需要正負電源驅動？

SiC MOSFET在OBC DC/DC 系統中的應用場景多為高電壓和高開關速率的場合，因而在開關時的dVds/dt比普通Si MOSFET顯著增加。

以橋式電路為例，在上管快速開通、下管關斷時，下管的Vds會升高，此時電荷通過米勒電容 Cgd 轉移至下管門極，會造成門級電壓出現一個小的尖峰。根據廠家和溝道技術的不同，SiC MOSFET的閾值電壓一般為2V至5V。如果在這一過程中串擾造成的電壓抬升幅度超過了SiC MOSFET 開通的閾值電壓，可能會造成下橋臂的誤開通，從而導致上下橋臂直通，造成系統短路損壞等嚴重后果。

為了規(guī)避開關過程中產生的橋臂直通風險，通常SiC MOSFET需要使用正負壓驅動，即通過負壓關斷確保關斷過程中即使出現小的電壓尖峰，也不會超過閾值電壓致使MOSFET開通，下圖為需要輸入脈沖的輔助電源驅動器。

本項目采用VPS8703B全橋驅動芯片，其外圍只需匹配簡單的輸入輸出濾波電容、隔離變壓器和整流電路，即可實現6~30V輸入電壓、多種輸出電壓、輸出功率1~10W的隔離電源。輸入電壓最大30V，可以適應較寬輸入電壓范圍，內部集成250Khz頻率。

通過變壓器輸出繞組即可得到隔離的正負電源，同時還可以為隔離電流采樣以及電壓采樣芯片供電。

2.3 為什么輔助電源變壓器初級要加電容？

全橋變壓器的正常工作需要滿足“伏秒平衡”的要求，即變壓器勵磁過程產生的伏-秒積應等于去磁過程產生的伏-秒積。如不相等，則可能會出現磁芯飽和的現象。

其中B表示為磁芯的磁通密度，H表示為磁芯內部的磁場強度。

當開關管PM1和NM2開通時，全橋變壓器處于“勵磁”階段，磁通密度將沿著A至A’的箭頭方向持續(xù)增加，PWM1和PWM2關斷時刻，磁通密度將達到正向最大值A’，當開關管PWM2和PWM1開通時，全橋變壓器處于“去磁”階段，磁通密度將沿著A’至A的箭頭方向持續(xù)減小，PM2和NM1關斷時刻，磁通密度將達到負向最大值A。

磁通密度B的大小主要由開關管開通過程變壓器原邊繞組的電壓幅值Vp和開關管開通時間Ton的乘積決定，即Vp*Ton，通常稱之為“伏-秒積”。

變壓器的正常工作要求滿足“伏秒平衡”的原則，即變壓器勵磁過程產生的伏-秒積應等于去磁過程產生的伏-秒積。如不相等，則會出現偏磁現象，隨著變換器的持續(xù)工作，偏磁能量的累積最終會導致磁芯的磁通密度向偏磁的方向逐漸增加而超出磁性元件的飽和磁密范圍，最終導致磁芯飽和無法正常工作。

一句話總結：沒有隔直電容可能導致偏磁，偏磁會導致磁飽和，磁飽和會導致電流急劇增大，燒毀器件，當然VPS8703帶有過流保護，可以不加電容，加電容可能會導致輸出電壓以及功率降低。

2.4 為什么要隔離驅動器？

作為一種半導體集成電路 (IC)，隔離器件允許數據和電力在高壓和低壓單元之間傳輸，同時可以防止任何危險的直流電或不受控制的瞬態(tài)電流從電網中流出。一個眾所周知的例子便是雷擊。通過隔離可以打破在具有高能量流的電路中形成的接地環(huán)路。隔離方法有若干種。在所有隔離方法當中，電流隔離是針對巨大電位差提供保護的一種隔離方法。

由于圖騰柱PFC控制電路的地是跟隨輸入電壓的頻率進行上下跳動，因此PFC輸出電壓的采樣需要用高壓差分運放來進行采樣。所有功率器件的驅動需要使用隔離驅動。

2.5 碳化硅MOS管怎么選擇？

選取碳化硅型號需要注意，Ciss，Corss，Qg等參數，由于碳化硅的開關頻率較高，所以這些參數都會影響碳化硅的開關損耗，以及Ron決定著導通損耗，在使用驅動器時，我們還應該注意驅動電流，認真去計算，選取合適的Rg開通電阻以及關斷電阻。

驅動IC一般是通過拉電流 (source current)和灌電流(sink current)來給柵極電容充放電，從而實現MOSFET或IGBT的開關的。

為了實現SiC MOSFET快速開關的特性，以達到更低的開關損耗和更高開關頻率，通常會需要更大的驅動電流。

通過觀察Vgs以及Vds我們可以判斷Rg的取值是否合理。

上圖的Vgs上升沿頂部有明顯的延遲，此時的Rg過大

上圖為調整Rg之后的波形，既無過沖，也無延遲，過沖會超過碳化硅的gs最大電壓，但是時間一般很短，碳化硅也是可以工作的，只是工作壽命會減少，在一些碳化硅的數據手冊里有指出過電壓的工作時間

上圖為開通損耗和Rg取值的關系，下一章節(jié)會詳細介紹如何計算Rg

三、理論計算（7個知識點）

3.1 限流取樣電阻取值

合適的電阻值可以帶來合理范圍的功率保護，注意電阻的功率

3.2 電感取值計算

值得注意的是電感的感量要在20A直流偏置時還有70%的電感量，注意電感的規(guī)格書，本項目使用的是360uh電感，在20A時還有320uH感量

3.3 輸出電容計算

輸出電容盡量選擇多個并聯，還要記得計算泄放電阻的功率 ，在輸出端需要加上100nf的去耦電容，減小高頻紋波

3.4 場效應管驅動電阻計算

驅動電阻可以根據波形進行調試，推薦10歐姆

3.5 開關損耗以及導通損耗計算

在pfc硬開關中，中小功率場合（1-10kw）開關損耗和導通損耗持平，在大功率10kw以上時，導通損耗占主導，因為同步整流管zvs開通關斷。

工頻由于頻率很低，導通損耗占主導。

開關損耗和Vds上升時間和下降時間以及頻率有關。

3.6 電感磁芯損耗計算

磁芯損耗目前計算方式有很多種，最主要是斯坦梅茲公式還有就是磁芯廠家對材料測試給出的損耗公式，一般擬合而成。

鐵芯材料的 H(B為磁通密度，H為磁場強 度)磁滯回線是頻率／’的函數。鐵芯總損耗由 磁滯損耗、渦流損耗和剩余損耗3部分構成，高頻下 的剩余損耗主要包括尺寸共振、疇壁共振和自然共 振等引起的損耗_l ”，但其所占比例不大。

從動態(tài) 磁滯回線可以看出，工作頻率越高，磁滯回環(huán)越大， 單位質量的損耗就越大。采用損耗分離法描述變壓器的鐵芯損耗時，可將其分解為靜態(tài)磁滯損耗 、動態(tài)渦流損耗 以及剩余損耗P 。

鐵芯的損耗密度(單位為w／kg)表示單位質量 的鐵芯損耗，描述高頻損耗密度的經典方法是斯坦梅茲(Steinmetz)公式

其中K為損耗系數，f為頻率，B為磁通密度，a和β為損耗常數。

3.7 補償零極點計算

本電路采用了二型補償器補償，有一個零點和一個極點，由于輸出電壓上有2倍工頻紋波，所以電壓采樣的穿越頻率我設置的是5Hz，減少對電路電壓環(huán)路的影響。

補償網絡的取值和輸出負載，電容的esr等都有關系，在實際中需要根據工作狀態(tài)的不同進行調整，在上一個項目中，220/380v 可調電源設置電壓時，發(fā)現在5v以下時，eg1163s的輸出不穩(wěn)定，Vgs波形出現大小波，測試環(huán)路的穿越頻率以及相位余量，降低環(huán)路響應，增加相位裕量，把10nf前饋電容改為20nf，解決調壓不穩(wěn)的問題

四、波形分析

【正文完】