淺談信號路徑性能的加強
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為傳感器提供緩沖
若傳感器無法驅(qū)動模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器的電容負載，可以利用運算放大器為其提供緩沖。由于許多應(yīng)用系統(tǒng)都規(guī)定只可采用一個電源供應(yīng)，因此所選運算放大器的工作電壓必須與模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器的電壓相同，這一點非常重要。雖然共用供電電壓有助于精簡系統(tǒng)設(shè)計，節(jié)省成本，但運算放大器因為受供電電壓的掣肘，以致其輸入輸出能力無法得到充分發(fā)揮。以
adc121s101為例，由于芯片的參考電壓 (vref) 也同時是供電電壓，因此選用設(shè)有軌到軌輸出 (rro) 功能的運算放大器如
lmp2011 較為理想。因為 lmp2011 放大器芯片設(shè)有軌到軌輸出功能，所以系統(tǒng)設(shè)計工程師可以利用模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器的整個動態(tài)范圍，以確?？梢允褂盟休敵龃a。
選定具備適當輸入/輸出能力的運算放大器之后，便要考量放大器的增益帶寬。若信號源的最高輸出低于參考電壓，緩沖級便可能需要為其提供增益。若運算放大器配置為單位增益放大器，其頻率會受增益帶寬積 (gbwp) 所限，以致只能選用 3db 頻率。由于運算放大器的增益帶寬積屬于不變的常數(shù)，因此我們只要采用增益為 acl 的閉環(huán)配置便可降低放大器的帶寬，降幅高達 acl 倍，其計算公式為：
由于閉環(huán)帶寬與放大器的頻率同樣是 3db，放大器若以這個頻率操作，其輸出是輸入值的 70.7%，因此若以 3db 頻率作為基準衡量，輸出振幅的誤差會高達
29.3%。模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器的誤差以最低有效位 (lsb) 作為計算單位。1 lsb定義為 vref/2n，定義中的 vref 為參考電壓，而
n 則是模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器的分辨度。例如，8 位模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器的 1 lsb 是 vref/256。對于模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器最低有效位準確度必須高達
1/2 lsb的系統(tǒng)來說，8 位模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器的輸入增益準確度必須高達 1 1/2n+1，亦即 99.8%。為了保證運算放大器的增益準確度足以滿足系統(tǒng)的特定要求，必須計算出運算放大器的最高操作頻率
(fmax)。先假定運算放大器的頻率大約相當于單極濾波器的頻率響應(yīng)。圖 1 所示的曲線圖顯示增益 (av) 及 3db 頻率 (fo)
已按照 1 加以規(guī)范化。以下是這條曲線的公式：
頻率 (f) 的計算公式：
為了確保 8 位系統(tǒng)符合 1/2 最低有效位錯誤的要求，運算放大器的規(guī)范化最高頻率 (fmax) 是： 
以 8 位的模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器為例來說，若準確度規(guī)定為 1/2 最低有效位，運算放大器的實際帶寬只有 0.062x gbwp (增益帶寬積)。換言之，若lmp2011 運算放大器的增益帶寬積為 3mhz，而且采用的是配合單位增益的配置，那么其實際帶寬只有 186khz。若增益必須超過 1 倍，實際帶寬更會進一步下跌。以不同分辨度的模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器來說，1/2 最低有效位錯誤的規(guī)范化最高頻率可以根據(jù)以下公式計算出來：
為開關(guān)電容負載充電
由于上述設(shè)有模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器的信號路徑添加了運算放大器，因此可以驅(qū)動電容負載。但模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器的輸入端本身便是開關(guān)電容負載 (見圖 2)。
adc121s101 模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器芯片處于“保持”模式時，其輸入電容 (cpin) 不會超過 4pf，若處于“跟蹤”模式時，其輸入電容 (csample + cpin) 則不會超過 30pf。輸入電容的改變會導致誤差的出現(xiàn)，為了將誤差減至最少，ci 電容器必須通過輸入引腳連接接地。模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器處于“跟蹤”模式時，ci 電容器的電容遠遠大于轉(zhuǎn)換器的輸入電容。因此 ci 電容器可為模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器的取樣電容器提供充電電流，迅速為其充電。一般來說，我們要為有關(guān)的電容器添加隔離電阻，以便額外添加的負載電容可與運算放大器的輸出端分隔開 (見圖 3)。
為 rc 網(wǎng)絡(luò)選用適當?shù)臄?shù)值時，必須考量三個重要的因素。首先，設(shè)計工程師必須知道 rc 網(wǎng)絡(luò)實際上可視為信號路徑上的低通濾波器，因此每當輸入頻率偏向 1/2 rc 所界定的電極時，rc 網(wǎng)絡(luò)便會減弱取樣信號。對于部分應(yīng)用來說，模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器的增益非常重要，若這類系統(tǒng)不采用增益校正，便必須在上述情況下將取樣信號減弱，這是系統(tǒng)優(yōu)劣成敗的關(guān)鍵。第二，采用的串聯(lián)電阻也不可太大。雖然電阻值越大，運算放大器輸出端的相位延遲便越少，運算放大器也就更加穩(wěn)定，但缺點是與模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器輸入端并行連接的內(nèi)、外電容器便無法在模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器的“跟蹤”時間內(nèi)完成充電。一般來說，電阻值都低于 100 。第三，采用“跟蹤”模式時，外置電容器必須比輸入電容大很多倍。這樣才可在模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器由“保持”模式切換為“跟蹤”模式時將電容器出現(xiàn)的壓降減至最少。
運算放大器需要多少建立時間完全取決于模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器的“跟蹤”模式持續(xù)了多久。運算放大器要趕緊在模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器改用“保持”模式之前，利用這段“跟蹤”時間為電容器補充充電，確保電容器儲存足夠的電壓。利用輸入引腳為電容器充電需要一段固定的時間，這個時間常數(shù)取決于串聯(lián)電阻值及并行連接的內(nèi)外電容器的電容值。運算放大器若無法在模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器進入“保持”模式之前穩(wěn)定輸入端的電壓，數(shù)據(jù)的轉(zhuǎn)換便會出現(xiàn)錯誤，而且數(shù)據(jù)會前后不一致。
若要尋找適當?shù)?ri 電阻值及 ci 電容值，開始時可以按照模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器的取樣頻率設(shè)定 rc 網(wǎng)絡(luò)的電極。若這個設(shè)定會令最高輸入頻率出現(xiàn)過大幅度的衰減，設(shè)計工程師可以相應(yīng)調(diào)低有關(guān)的電容值或電阻值。設(shè)定最低電阻值時，應(yīng)充分考慮運算放大器有多大的輸出驅(qū)動能力。較小的電阻值比較理想，因為失真會較少。但必須保證放大器可在有關(guān)應(yīng)用的整個輸入頻率范圍內(nèi)，以至在不同的振幅及溫度下都能保持穩(wěn)定。
如何管理元件的容錯能力 如果放大器配置采用反相放大器 (見圖4)，便很容易計算出元件容錯率所派生的錯誤系數(shù)。由于增益可定義為 rf/rg，因此若選用最高值的 rf 搭配最低值的 rg，或者選用最低值的 rf 搭配最高值的 rg，那么實際的增益與理想的數(shù)字便會出現(xiàn)極大的差距。若使用 1% 容錯度的電阻，錯誤率最高可達2%。
對于沒有加設(shè)增益校正電路的應(yīng)用來說，模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器的動態(tài)范圍必須限定在一定的范圍之內(nèi)。以 8 位的模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器為例來說，1 最低有效位
(lsb) 相當于參考電壓的 0.39% (vref/2n)。因此，電阻容錯度產(chǎn)生的 2% 增益錯誤相當于動態(tài)范圍失去 12 lsb
，比最高輸出代碼少 6 lsb (5.13 的約數(shù))，但比最低輸出代碼則多 6 lsb。
減低供電線路所產(chǎn)生的噪聲
元件容錯度是導致模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器信號路徑出現(xiàn)錯誤的其中一個原因，而數(shù)字電路也會將噪聲帶進供電干線，這是信號路徑出現(xiàn)錯誤的另一個原因。噪聲會通過供電引腳混入模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器及運算放大器。一般來說，像 lmp2011 這類芯片都有卓越的電源抑制比 (psrr)，因此不會受噪聲影響。但以 adc121s101 這類模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器為例來說，其供電電壓也同時是參考電壓，而電源抑制比只有 0db (亦即 psrr 為零)。由于模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器的輸出驅(qū)動器以極快的邊緣率操作，因此模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器需要的供電量便會變化不定?；烊胼斎牍╇娋€路的噪聲可以干擾線路上的模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器及其他相連的模擬電路。若要有效抑制供電線路噪聲而又沒有其他更佳選擇之前，加設(shè)兩個超小型電容器的雙電容器去耦電路設(shè)計不失為一個初步而又較為理想的方案，這個設(shè)計的其中一個電容器設(shè)于距離供電引腳一厘米之內(nèi)的位置，其電容為 0.1 f (典型值)，而另一電容器則設(shè)于附近，其電容則為1.0～ 10 f。若模擬及數(shù)字供電引腳都連接同一電源，可以在這兩條引腳之間加設(shè)扼流圈。這個扼流圈可視為直流電的短路，而且進行高頻操作時若需要為電路提供隔離，這個扼流圈也可作為電阻提供隔離功能。
雖然能夠?qū)⒐╇娋€路有效隔離總是好的，但最好還是盡量將模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器輸出端的相對負載電容減至最少，以便轉(zhuǎn)換器耗用較少電流。負載電容進行充電時會令供電線路出現(xiàn)噪聲尖峰，而負載電容進行放電時則會將噪聲帶入模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器的基底。目前有幾個方法可以將負載電容減至最少。最容易的方法是只驅(qū)動一顆芯片，但有關(guān)芯片須盡量置于靠近模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器輸出端的位置。此外，也可采用串聯(lián)電阻減低驅(qū)動負載電容所產(chǎn)生的影響。這個設(shè)計的優(yōu)點是負載電容器進行充電或放電所需的電流會受到限制，而且輸出的轉(zhuǎn)換率也可降低。要確保串聯(lián)電阻值不可超過100 ，以便符合數(shù)字電路的定時規(guī)定。串聯(lián)電阻可能無法符合高頻系統(tǒng)的要求，因此被驅(qū)動的電路必須盡量靠近模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器的輸出端。
保持時鐘信號的完整性
模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器的時鐘線路與其輸出端一樣，可以將噪聲帶入系統(tǒng)。若時鐘線路的長度超過其上升時間除以線跡延遲的 6 倍，時鐘線路便應(yīng)視為傳輸線路，其計算方法如下：
fr4 電路板的線跡延遲是每英吋 150ps (典型值)。若將線跡當作傳輸線路，線跡必須具備受控阻抗的特性，而且還須設(shè)有適當?shù)慕K端裝置，以免出現(xiàn)信號反射，導致失真情況出現(xiàn)。時鐘波形一旦失真，便會導致每一時鐘周期出現(xiàn)變化，這種變化情況一般稱為抖動。時鐘的定時時間一旦有變，模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器選取波形的確實地點便會不同。信號若出現(xiàn)抖動，模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器的取樣點總是位于比理想取樣點較高或較低的位置。由于信號取樣過程出現(xiàn)時間的落差，噪聲也就因此而起。1 lsb 的錯誤最高只能容許 1/2 fin 的抖動。若錯誤為 1/2 lsb，計算時可將 n+1 取代 n。
還可以為線路加設(shè)終端裝置，這是另一個可以避免線路出現(xiàn)反射現(xiàn)象的方法。線跡的終端裝置分為兩種，一種是近端終端裝置，另一種是遠端終端裝置。若采用近端終端裝置，電阻必須與靠近信號源輸出端的線路串聯(lián)一起。信號源與串聯(lián)電阻的電阻值總和應(yīng)等于線路的特性阻抗。若近端終端裝置無法滿足要求，則必須采用遠端終端裝置。若采用遠端終端裝置，電阻必須在模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器的時鐘輸入端連接接地。終端電阻要盡量置于靠近模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器輸入引腳的位置，而電阻值應(yīng)相等于線路的特性阻抗。
系統(tǒng)若需要利用時鐘源驅(qū)動多個不同的輸入端，單靠遠端終端裝置可能并不足夠。遠端終端裝置會減弱信號電平。若時鐘源同時驅(qū)動多個輸入端，而每一輸入端都設(shè)有終端電阻，那么時鐘電壓可能會因此減弱，以致永遠無法達到邏輯閾值。以上述例子來說，采用交流電終端裝置較為理想。若采用交流電終端裝置，便需要加設(shè)一個與電容器串聯(lián)一起的電阻，而且這個電阻必須在模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器的輸入端連接接地。這個設(shè)計可以減弱采用交流電的元件，但對采用直流電的元件則沒有影響。以設(shè)有交流電終端裝置的系統(tǒng)為例來說，振幅介于 0～ 5 v之間的信號會以 2.5v作為中心點。時鐘仍會被減弱，但會置于各個 cmos 跳轉(zhuǎn)點之間的最中心位置，確保信號振幅可以減至最少，以符合邏輯電平的規(guī)定。
小結(jié)
工程師進行設(shè)計時只要作出明智的選擇，例如為傳感器提供適當?shù)木彌_，解決模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器開關(guān)電容的輸入充電問題，以及盡量消除系統(tǒng)的噪聲源，便可構(gòu)思一個理想的設(shè)計，大幅提升系統(tǒng)的性能。
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