三相功率因數(shù)校正（PFC）技術的綜述(1)

摘要：綜述了三相功率因數(shù)校正電路發(fā)展現(xiàn)狀，并對典型拓撲進行分析比較。

關鍵詞：三相整流器；諧波；功率因數(shù)校正

1 引言

近20年來電力電子技術得到了飛速的發(fā)展，已廣泛應用到電力、冶金、化工、煤炭、通訊、家電等領域。電力電子裝置多數(shù)通過整流器與電力網(wǎng)接口，經(jīng)典的整流器是由二極管或晶閘管組成的一個非線性電路，在電網(wǎng)中產(chǎn)生大量電流諧波和無功污染了電網(wǎng)，成為電力公害。電力電子裝置已成為電網(wǎng)最主要的諧波源之一。我國國家技術監(jiān)督局在1993年頒布了《電能質量公用電網(wǎng)諧波》標準（GB/T14549-93），國際電工委員會也于1988年對諧波標準IEC555?2進行了修正，另外還制定了IEC61000-3-2標準，其A類標準要求見表1。傳統(tǒng)整流器因諧波遠遠超標而面臨前所未有的挑戰(zhàn)。

表1 IEC61000-3-2A類標準

抑制電力電子裝置產(chǎn)生諧波的方法主要有兩種：一是被動方法，即采用無源濾波或有源濾波電路來旁路或濾除諧波；另一種是主動式的方法，即設計新一代高性能整流器，它具有輸入電流為正弦波、諧波含量低、功率因數(shù)高等特點，即具有功率因數(shù)校正功能。近年來功率因數(shù)校正(PFC)電路得到了很大的發(fā)展，成為電力電子學研究的重要方向之一。

單相功率因數(shù)校正技術目前在電路拓撲和控制方面已日趨成熟，而三相整流器的功率大，對電網(wǎng)的污染更大，因此，三相功率因數(shù)校正技術近年來成為研究熱點。

2 三相六開關PFC電路

六開關三相PFC是由6只功率開關器件組成的三相PWM整流電路，電路如圖1所示。每個橋臂由上下2只開關管及與其并聯(lián)的二極管組成，每相電流可通過橋臂上的這2只開關管進行控制。如A相電壓為正時，S₄導通使L_a上電流增大，電感L_a充電；S₄關斷時，電流i_a通過與S₁并聯(lián)的二極管流向輸出端，電流減小。同樣A相電壓為負時，可通過S₁及與S₄并聯(lián)的二極管對電流i_a進行控制。在實際中控制電路由電壓外環(huán)、電流內(nèi)環(huán)及PWM發(fā)生器構成。常用的控制方法如圖2所示。PWM控制可采用三角波比較法、滯環(huán)控制或空間矢量調(diào)制法（SVM）^[27]。由于三相的電流之和為零，所以只要對其中的兩相電流進行控制就足夠了。因而在實際應用中，對電壓絕對值最大的這一相不進行控制，而只選另外兩相進行控制。這樣做的好處是減小了開關動作的次數(shù)，因而可以減小總的開關損耗。該電路的優(yōu)點是輸入電流的THD小，功率因數(shù)為1，輸出直流電壓低，效率高，能實現(xiàn)功率的雙向傳遞，適用于大功率應用。不足之處是使用開關數(shù)目較多，控制復雜，成本高，而且每個橋臂上兩只串聯(lián)開關管存在直通短路的危險，對功率驅動控制的可靠性要求高。為了防止直通短路危險，可以在電路的直流側串上一只快恢復二極管^[28]。

圖1 三相六開關PFC電路

圖2 三相六開關PFC電路控制圖

3 單相PFC組合的三相PFC

由三個單相的PFC電路組合構成三相PFC電路如圖3及圖4所示^[1,2,3]。圖3中每個單相PFC后跟隨一個隔離型DC/DC變換器。DC/DC變換器的輸出并聯(lián)后向負載供電，該電路由于需3個外加隔離DC/DC變換器，因此成本較高。圖4電路是3個單相PFC變換器在輸出端直接并聯(lián)而成的。每個單相PFC的控制可采用平均電流控制法、峰值電流控制法或固定導通時間控制法。單相PFC組合成三相PFC的技術優(yōu)勢是：可以利用比較成熟的單相PFC技術,而且電路由3個單相PFC同時供電，如果某一相出現(xiàn)故障，其余兩相仍能繼續(xù)向負載供電，電路具有冗余特性。與三相六開關PFC相比，開關器件少，沒有直通問題，控制可沿用單相PFC成熟的控制技術。但是這種電路由3個單相PFC組成，使用的元器件比較多。圖4電路中3個單相PFC之間存在相互影響，即使加入隔離電感和隔離二極管后也不能完全消除這種影響。電路的效率和輸入電流THD指標有所下降，不適合于大功率應用。

圖3 由三個單相PFC組成三相PFC電路1

圖4 由三個單相PFC組成三相PFC電路2

圖5是通過工頻變壓器把三相電壓變換成2個單相，這兩相的輸出電壓幅值相同，相位差90°。然后用2個單相PFC電路來實現(xiàn)三相PFC的功能^[4]。與圖3及圖4相比，這種電路少用一個單相PFC模塊。變壓器可以實現(xiàn)PFC電路與輸入網(wǎng)側間的隔離作用。而且通過變壓器變比的設計，可以調(diào)整PFC的輸入電壓。但使用變壓器增大了系統(tǒng)的體積和重量。

圖5 由2個單相PFC組成三相PFC電路

三相到二相變壓器的Scott和Leblanc兩種繞法分別如圖6及圖7所示。在Scott繞法中，N₂=N₁(N₁,N₂變壓器所繞線圈的匝數(shù))。變壓器的輸入輸出電壓向量如圖6所示。在Lebanc繞法中，N₁=N₂，x=N₁/3=N₂/。電壓V_S1，V_S2的向量圖如圖7所示。變壓器的這兩種繞法都能保證輸入側三相電流的平衡。

圖6 變壓器的Scott繞法

圖7 變壓器的Leblanc繞法

4 三相單開關PFC電路

由于無論是三相六開關PFC還是由單相PFC組成的三相PFC成本都比較高，所以人們一直在尋找更簡單有效的三相PFC拓撲。于是文獻^[5]中提出了三相單開關PFC拓撲結構。三相單開關PFC電路及其控制框圖如圖8所示。三相單開關PFC電路可以看成是單相電流斷續(xù)（DCM）PFC在三相電路中的延伸^[5,6]?？刂浦兄挥幸粋€電壓環(huán)，輸出電壓與參考電壓的誤差經(jīng)過放大后與三角波比較來控制開關的動作。三相單開關PFC電路開關頻率遠高于電網(wǎng)頻率，在一個開關周期內(nèi)，輸入電壓近似不變。在開關導通期間，加在三個Boost電感上的電壓分別為各相此時的相電壓（近似不變），電感電流線性上升。在這期間各相的電流峰值正比于對應各相相電壓瞬時值。但在開關關斷時，加在輸入各電感上的電壓由輸出電壓與此時的相電壓瞬時值決定，因而此時電感上的電流平均值與輸入電壓瞬時值不再滿足線性關系，電流也就產(chǎn)生了畸變。

圖8 三相單開關PFC電路及其控制電路

圖9 Boost電感上的電流波形

設三相單開關PFC的主要參數(shù)：V_o為輸出直流電壓，D為開關占空比，f_s為開關頻率，L為Boost電感值，M為升壓比，定義為M=,V_m為輸入相電壓的峰值。三相單開關PFC電路工作時三個Boost電感上的電流波形如圖9所示（設V_c0，V_a>V_b>0）。在一個開關周期內(nèi)可以分成四個階段。在t₁期間開關導通，電流i_a，i_b，i_c線性增加，

= (1)

t₂期間開關關斷，i_a，i_b，i_c在輸出電壓和相電壓的共同作用下開始減小，設I_peak,a、I_peak,b、I_peak,c為該開關周期內(nèi)i_a，i_b，i_c的最大值，

=＋ (2)

i_b減小到零，t₂期間結束，開始t₃期間，這時

=＋ (3)

最后，i_a,i_c同時回到零，t₃階段結束。在t₄期間三個Boost電流保持為零?？汕蟮秒姼须娏鞯钠骄等缡剑?）所列。

圖10給出輸入相電流波形與升壓比關系。圖11是各次諧波幅值與整流輸出電壓增益M的關系。

圖10 輸入相電流波形與M關系

圖11 各次諧波幅值與M的關系

從上面的分析可知：為了減小網(wǎng)側輸入電流的畸變就要提高輸出電壓值（輸出直流電壓高，可以縮短一個開關周期內(nèi)輸入電流平均值與輸入電壓瞬時值的非線性階段t₂和t₃，因而可以減小電流畸變。），但這就增大了開關管承受的電壓，也增加了后面DC/DC變換器的電壓耐量，也給Boost二極管的選擇帶來困難。由于電流工作在DCM下，輸入側的電流THD值大，并需要有較大的EMI濾波器。這種電路的優(yōu)勢是：電路簡單，僅使用一只開關管，控制容易；由于電路工作在DCM下，Boost二極管D_s不存在反向恢復問題，一般情況下可以不使用吸收電路；開關在零電流下導通，開關開通損耗小；系統(tǒng)成本低。

為了減小輸出電壓值和輸入電流的THD值，可以使用注入諧波的方法來實現(xiàn)開關管的脈寬微調(diào)，從而減小電流THD值^[7,8]。諧波注入電路如圖12所示。諧波注入法主要是通過注入6次諧波來抑制輸入電流諧波。6次諧波注入使開關導通比變?yōu)?

圖12 諧波注入法電路圖

d(t)=D[1＋msin(6ωt＋3π/2)](5)

式中：m為調(diào)制比，0m1。

由于輸入電流諧波中五次諧波占主導地位，式(4)中略去5次以上諧波時，三相電流可近似為：

I_a=I₁sin(ωt)＋I₅sin(5ωt＋π)

I_b=I₁sin(ωt－)＋I₅sin(5ωt－)I_c=I₁sin(ωt－)＋I₅sin(5ωt＋)

把式(5)代入式(4)，并忽略m²和高于7次的諧波就有

i_a′=I₁sin(ωt)＋(I₅－mI₁)sin(5ωt＋π)－mI₁sin(7ωt)

i_b′=I₁sin(ωt－)＋(I₅－mI₁)sin(5ωt－)－mI₁sin(7ωt－)

i_c′=I₁sin(ωt－)＋(I₅－mI₁)sin(5ωt＋)－mI₁sin(7ωt－)

由此可見，注入6次諧波時，可以減小5次諧波，但同時也增大了7次諧波。固定開關頻率與諧波注入法的THD比較如圖13所示。在8kW，800V直流輸出時IEC?61000-3-2A類標準與固定開關頻率三相單開關PFC與諧波注入法時三相單開關PFC的5,7,11,13次諧波幅值的比較如圖14所示。在滿足IEC-61000-3-2A類標準時，在不同輸出電壓下允許的最大功率比較如圖15所示。

圖13 固定開關頻率與諧波注入法時的THD比較

圖14 在8kW，800V直流輸出時IEC-61000-3-2A類標準與固定開關頻率及諧波注入法5，7，11，13次諧波幅值的比較（圖中系列1，2，2分別為m=4%時固定開關頻率，IEC標準，六次諧波注入）

圖15 在滿足IEC-61000-3-2A類標準時，在不同輸出電壓下允許的最大功率比較。

另外一種減小諧波的方法是改變開關頻率法^[9]。這種方法每當三相Boost電感電流均下降到零時，開關管立即導通，開始下一個開關周期。在這種條件下Boost電感工作在DCM與CCM的臨界情況(critical)，電感電流波形與升壓比M關系分別如圖16及圖17所示。由于各個時刻輸入電壓值不同，因而開關頻率也不同，即開關是工作在變頻情況下。這種方法的優(yōu)點是：由于開關頻率改變，諧波不會集中分布在某個開關頻率附近而是分布在某個頻率區(qū)域范圍內(nèi)。這就減小了諧波的幅值，PFC電路前的EMI濾波器可以設計得比較小。

圖16 工作在critical時電感上電流波形

圖17 工作在critical時電流波形與M關系

通過兩個三相單開關PFC的交錯并聯(lián)(interleaving)的方法也可以減小輸入電流的THD值^[10]。電路如圖18所示。這種并聯(lián)的思想是讓這兩個三相單開關PFC電路盡可能工作在接近DCM與CCM臨界的情況下，然后兩只開關的驅動信號在相位上相錯開180°。這樣對單個三相單開關PFC電路來說是工作在DCM下，但這兩個模塊的電流之和有可能是連續(xù)的，輸入網(wǎng)側電流的諧波顯著減小，電流波形如圖19所示。交錯并聯(lián)的好處是：一方面減小了輸入電流的THD值，另一方面由于兩只開關驅動信號在相位上錯開180°，使系統(tǒng)的等效開關頻率提高1倍，這可以使EMI濾波器的截止頻率提高。這兩方面都可以減小EMI濾波器的體積和重量。電路即便不采用任何電流控制方式，這兩個三相單開關PFC電路都有較好的均流效果。但是，由于使用兩個三相單開關PFC電路模塊，會使整個系統(tǒng)的成本提高。另外為了減小兩個模塊內(nèi)部相互影響，每個模塊還要加一個隔離二極管。

圖18 兩個三相單開關PFC交錯并聯(lián)電路

圖19 兩個三相單開關PFC交錯并聯(lián)電路電流示意圖

為了減小開關管的電流應力，可用三只開關管取代全橋上半臂或下半臂的整流二極管，另外半臂則不能使用普通整流二極管，而要用快恢復二極管，電路如圖20所示^[11]。三只開關管用同一個驅動信號，電感電流工作在DCM下。與圖8電路相比該電路的優(yōu)點是：每只開關管的平均電流應力只有圖8電路中開關管的1/3，半導體器件的損耗也比較小(因在開關關斷時，電流只通過二個半導體器件，而圖8電路則通過三個半導體器件)。缺點是：使用了三只開關管和三只快速恢復二極管，成本較高，電路仍工作在DCM下，THD較大。

圖20 全橋下半臂用三只開關管取代整流二極管的電路

在提高開關頻率進而減小輸入濾波器的同時，為了減小開關損耗及EMI，可以通過輔助開關S_a和L_r，C_r組成的諧振支路使主開關管實現(xiàn)零電流關斷^[12]。電路如圖21所示。零電流關斷的實現(xiàn)過程是這樣的：在主開關S導通期間，C_r通過Lr，S，S_a內(nèi)部的二極管放電，使C_r電壓為上負下正。在開關關斷前一段時間，輔助開關S_a先導通，C_r與L_r諧振，將C_r上充好的電能放出。諧振電流經(jīng)過主開關管的方向與原來主開關管電流方向相反，抵消了主開關管的電流，實現(xiàn)主開關管的零電流關斷。

圖21 主開關管零電流關斷電路

圖22是J.W.Kolar等提出的Buck-Boost輸出型PFC^[13]。這種電路可以認為是反激式單相PFC在三相中的延伸。電路的原理是：開關導通時，電感電流線性上升，開關關斷時，電感電流通過變壓器向負載釋放。電路優(yōu)點是：輸入電流為純正弦(與圖8電路相比，沒有輸入電流與輸入電壓的非線性階段t₂，t₃)，功率因數(shù)為1，輸出與輸入隔離。缺點是：開關的電流應力和電壓應力都很大，與單相正激式PFC相同，適合應用在小功率范圍。

圖22 Buck-Boost型三相PFC電路