降低負(fù)載功耗的設(shè)計(jì)小竅門

就電源而言，要想滿足當(dāng)今苛刻的效率要求是頗具挑戰(zhàn)性的。光是理解終端設(shè)備、電源點(diǎn)評(píng)以及管理機(jī)構(gòu)間眾多不同的計(jì)劃和指令就已經(jīng)很困難了。這些指令包括能源指令、加利福尼亞能源委員會(huì)以及歐盟待機(jī)效率倡議等。然而，當(dāng)您快速瀏覽一下其中任何一項(xiàng)能源節(jié)約計(jì)劃，就會(huì)意識(shí)到電源設(shè)計(jì)人員面臨的最大的一個(gè)挑戰(zhàn)就是最小化輕負(fù)載和無(wú)負(fù)載時(shí)的功率損耗。下面就介紹五種降低離線反向電源功耗的方法。

1、挑選一款“綠色”控制器。

控制器芯片是電源的中樞。選擇一款專門為降低輕負(fù)載損耗而設(shè)計(jì)的器件是滿足大多數(shù)待機(jī)要求的關(guān)鍵的第一步。幸運(yùn)的是，電源控制器芯片廠商通過推出新一代綠色模式控制器以達(dá)到對(duì)更高能效器件的要求。

這些綠色模式反向控制器中的大多數(shù)都為電流模式控制，因此其控制信號(hào)包括了電源輸出端上負(fù)載大小的信息。輕負(fù)載時(shí)，該控制器進(jìn)入一種觸發(fā)模式。在觸發(fā)模式期間，這些控制器將會(huì)在開啟和關(guān)閉狀態(tài)間切換。在關(guān)閉狀態(tài)下，該控制器基本上進(jìn)入睡眠狀態(tài)并且電源的功率組件處于空閑狀態(tài)（不進(jìn)行切換）。由于在關(guān)閉期間不會(huì)發(fā)生電源傳輸，因此輸出電壓開始下降。綠色模式控制器會(huì)監(jiān)控輸出電壓并最終進(jìn)入開啟狀態(tài)以補(bǔ)充輸出電壓。大部分的功率損耗都是發(fā)生在開啟狀態(tài)，因此開啟-關(guān)閉占空比會(huì)大大影響整體效率。開啟狀態(tài)通常會(huì)持續(xù)數(shù)百微秒的時(shí)間，而就極輕的負(fù)載而言關(guān)閉狀態(tài)會(huì)根據(jù)負(fù)載的情況可持續(xù)數(shù)十毫秒的時(shí)間。

觸發(fā)模式的一個(gè)負(fù)面影響是會(huì)導(dǎo)致輸出端上一個(gè)額外的低頻率紋波電壓。在開啟狀態(tài)時(shí)，輸出包括了與電源正常開關(guān)相關(guān)的典型紋波電壓。然而，在觸發(fā)頻率下會(huì)帶來(lái)更多的紋波含量，如圖 1 所示。由于觸發(fā)頻率很低，用一個(gè) L-C 濾波器對(duì)其進(jìn)行衰減是不切實(shí)際的。相反最好通過增加輸出電容來(lái)減少低頻輸出電壓偏離。

圖1 觸發(fā)模式運(yùn)行會(huì)導(dǎo)致一個(gè)低頻紋波電壓分量

除了觸發(fā)模式運(yùn)行以外，大多數(shù)綠色模式控制器都實(shí)施了其他能源節(jié)約特性，如通過控制器降低靜態(tài)電壓。許多控制器都使用準(zhǔn)諧振開關(guān)來(lái)提升所有負(fù)載級(jí)別下的效率。準(zhǔn)諧振反向電源使用了由變壓器漏極電感和寄生電容形成的諧振來(lái)以更低的損耗啟動(dòng)。

2、最小化啟動(dòng)電阻中的損耗

大多數(shù)反向控制器都會(huì)自變壓器的輔助繞組生成其自己的偏置電源。但是它們需要設(shè)法完成初始啟動(dòng)。從傳統(tǒng)上來(lái)說(shuō)，這一工作是通過將一個(gè)電阻由整流 AC 電壓連接至控制器 VCC 引腳實(shí)現(xiàn)的。該電阻要足夠低才能使該控制器具有足夠的電流在最低的 AC 輸入電壓下開啟。該電阻過低會(huì)導(dǎo)致過多的功耗并且不利于實(shí)現(xiàn)理想的兼容性。

控制器所需的啟動(dòng)電流通常會(huì)羅列在產(chǎn)品說(shuō)明書電氣特性表格的頂端附近。最新的綠色模式控制器將該電流下降低到了 50 μA 以下。就必須要運(yùn)行在 85V～265V 常見的 AC 輸入電壓范圍的電源而言，使用一個(gè) 2 MΩ 的上拉電阻將會(huì)確保在低電壓時(shí)至少 50 μA 的啟動(dòng)電流。在額定的 120V US 線路電壓時(shí)（通常需要兼容性測(cè)試），該電阻僅消耗 13 mW 的功耗。雖然 13 mW 可能不會(huì)打破功率預(yù)算，但在額定的 230V 歐洲線路電壓下，電阻器的功率損耗就會(huì)增加 4 倍之多。根據(jù)應(yīng)用和待機(jī)期間系統(tǒng)負(fù)載的不同，52mW 可能就是一個(gè)很大的功耗了。

一些控制器可以接通一個(gè)晶體管提供啟動(dòng)電流，該晶體管在控制器完成一個(gè)成功的啟動(dòng)序列后就會(huì)關(guān)閉。該晶體管會(huì)額外增加外部組件數(shù)量，有時(shí)也會(huì)包括在控制器 芯片之中。無(wú)論是哪種情況，該額外的高電壓晶體管都會(huì)增加成本敏感產(chǎn)品的成本。此外，將該晶體管像控制器那樣集成到同一個(gè)封裝中會(huì)導(dǎo)致漏電、清除和可靠性問題。

控制器使用了一種和處理該啟動(dòng)電流相似的方法，其實(shí)施了一個(gè)與功率金屬氧化物半導(dǎo)體場(chǎng)效應(yīng)晶體管（MOSFET）連接的級(jí)聯(lián)，如圖 2 所示。有了級(jí)聯(lián)連接，一個(gè) DC 電壓就被施加到了 MOSFET 的柵極，而控制器通過拉低源開啟 FET。該控制器可以使用 MOSFET 源連接來(lái)獲得其初始啟動(dòng)電流?？刂破魍ㄟ^在啟動(dòng)期間線性運(yùn)行 MOSFET 完成上述事宜，無(wú)需額外的高壓組件，且與控制器無(wú)高壓連接。這種方法依然需要一個(gè)上拉電阻來(lái)提供晶體管的柵極電壓，但是柵極連接通常需要 10 μA 以下的電流。

圖2 級(jí)聯(lián)與MOSFET連接 的控制器大大降低了啟動(dòng)電阻損耗

一次側(cè) MOSFET 上使用的緩沖和鉗位控制電路是降低功耗的另一個(gè)主要方面。圖3 中常見的 RCD 鉗位通過限制 MOSFET 漏極上的電壓峰值來(lái)降低振鈴和避免過壓應(yīng)力。該電壓峰值是在 MOSFET 關(guān)閉并突然中斷主繞組中的電流時(shí)由存儲(chǔ)在變壓器漏極電感中的電能引起的。

圖3 通過優(yōu)化鉗位控制電路來(lái)降低損耗

降低鉗位電路中電壓峰值和損耗的第一步是設(shè)計(jì)一個(gè)具有最小漏極電感的變壓器。除此以外，我們還可以增加鉗位電阻以進(jìn)一步降低損耗，但這樣做同時(shí)還會(huì)增加電壓峰值幅度。在開關(guān)周期的復(fù)位階段，反射的輸出電壓被外加在會(huì)導(dǎo)致更多損耗的鉗位電阻兩端。使用更高電壓的 MOSFET（例如，800V 而非 600V）可為電壓峰值提供更多的裕度并且可以使用更大的電阻。然而，更高的電壓額定值就要使用更昂貴的 MOSFET 或使用具有更高導(dǎo)通電阻的 MOSFET（其會(huì)在較高負(fù)載時(shí)降低效率）。許多時(shí)候我們都必須要在成本、輕負(fù)載效率以及額定負(fù)載效率之間做一個(gè)折衷。在一些專門針對(duì) 10W 或低于 10W 應(yīng)用而設(shè)計(jì)的電源中可完全去掉鉗位電路，從而實(shí)現(xiàn)能量的大大節(jié)約。當(dāng)然，EMI 問題可能會(huì)限制漏極上所允許的振鈴的多少。

不太明顯的是，降低鉗位電容還會(huì)降低輕負(fù)載損耗。當(dāng)控制器處于觸發(fā)模式運(yùn)行時(shí)，鉗位電路就會(huì)在開啟狀態(tài)間進(jìn)行放電。如果鉗位電容太大，那么過多的能量就會(huì)存儲(chǔ)起來(lái)，并在關(guān)閉狀態(tài)期間耗散掉。在一些情況下，鉗位電容在下一個(gè)開啟狀態(tài)開始前可能不會(huì)完全實(shí)現(xiàn)放電。將鉗位 RC 網(wǎng)絡(luò)的時(shí)間常數(shù)設(shè)置為開關(guān)周期的 10 倍左右是降低該損耗的一個(gè)不錯(cuò)的常規(guī)法則。

另一種方法是用齊納二極管代替 RCD 鉗位。齊納二極管鉗位可以降低輕負(fù)載時(shí)鉗位中的損耗。但是，在較高負(fù)載時(shí)，齊納二極管鉗位與 RCD 鉗位相比功耗會(huì)高出許多。

4、將二次穩(wěn)壓電路的功耗降低數(shù)毫瓦

當(dāng)談及待機(jī)損耗時(shí)，所有的電路都會(huì)涉及到，其中包括調(diào)節(jié)輸出的誤差放大器。圖 4 的左側(cè)部分顯示了一個(gè) 12V 電源的典型穩(wěn)壓電路。常用的TL431需要至少 1mA 的靜態(tài)電流來(lái)確保穩(wěn)壓。這是通過 R2 實(shí)現(xiàn)的，其通常會(huì)導(dǎo)致 15 mW～50 mW 的損耗。R3 和 R4 的電阻分壓器對(duì)輸出電壓進(jìn)行了設(shè)置。憑借一個(gè) 12.6 kΩ 的串聯(lián)電阻，這些電阻消耗的功耗便為 11mW。

圖4 20 mW～55 mW 損耗的任何部分都可以從穩(wěn)壓電路中去除掉

圖4 的右側(cè)顯示了一種調(diào)節(jié)輸出的更高效的方法。用 TLV431 來(lái)代替 TL431，這只需要 80μA 的靜態(tài)電流就可以確保穩(wěn)壓。通過光學(xué)耦合器驅(qū)動(dòng)的電流足以為TLV431 供電，因此就可以把 R2 去除掉了。TLV431 的額定最大壓為 6.3V，因此 “無(wú)經(jīng)驗(yàn)設(shè)計(jì)人員設(shè)計(jì)的由 Q1、R5 和 D1 組成的線性穩(wěn)壓器”電路保護(hù)了該器件。R5 和 D1 增加了額外的 3 mW 損耗。將反饋分壓器的電阻提高 10 倍我們就可以節(jié)省 10 mW 的功耗。

5、保持精確的偏置電平

如果您仍然想竭力節(jié)約更多電力的話，那么優(yōu)化控制器的偏置電壓可能會(huì)讓您實(shí)現(xiàn)這一目標(biāo)。該偏置電壓必須要足夠高，以確?？刂破髟谒胸?fù)載條件下都保持開啟。此外，電壓還必須要足夠高以在其被施加到柵極時(shí)增強(qiáng) MOSFET。將偏置電壓設(shè)置到比控制器和 MOSFET 要求的任何更高電壓只會(huì)增大額外的損耗。

大多數(shù)控制器都會(huì)在觸發(fā)模式運(yùn)行時(shí)降低其靜態(tài)電流，這樣就減少了靜態(tài)電流增加偏置電壓的相關(guān)損耗。典型的靜態(tài)電流會(huì)從正常運(yùn)行時(shí)的 2 – 3mA 降為觸發(fā)運(yùn)行時(shí)的 200 – 300uA?？刂破鳟a(chǎn)品說(shuō)明書中規(guī)定的這一電流不包括 MOSFET 柵極的充放電電流。柵極充電電力等于偏置電壓、柵極電荷、開關(guān)頻率以及觸發(fā)模式占空比的乘積。由于柵極電荷隨偏置電壓的增加而增加，不必要的高壓會(huì)進(jìn)一步增加損耗。幸運(yùn)的是，觸發(fā)模式運(yùn)行避免了偏置損耗過高。在大多數(shù)情況下，最小化偏置電壓可節(jié)省大約 10 mW～20 mW 的功耗。

最小化電源輕負(fù)載損耗需要仔細(xì)檢查每一個(gè)組件的功率損耗。僅僅幾毫瓦的功耗就可以決定一款產(chǎn)品是否符合能源之星標(biāo)準(zhǔn)。實(shí)現(xiàn)這些技術(shù)可以節(jié)省數(shù)百毫瓦的產(chǎn)品待機(jī)功耗。