基于MSP430的光伏并網發(fā)電模擬裝置設計

引言

目前，煤炭、石油等能源正走向枯竭，且環(huán)境污染問題也日益嚴重，新能源和可再生能源的利用已經成為世界各國的燃眉之急。作為一種無污染的可再生能源，太陽能越來越受到人們的青睞。太陽能光伏并網發(fā)電產業(yè)迅速發(fā)展對人們提出的可持續(xù)發(fā)展有重大的意義。本設計利用鎖相環(huán)倍頻、比較器過零觸發(fā)和MSP430F169單片機DA產生與輸入信號同頻同相且幅值可控的正弦波，作為DA-AC電路的輸入參考信號，其中DA-AC電路采用D類功放中自激反饋模型，利用負反饋的自激振蕩產生正弦波脈寬調制(SPWM)波，通過硬件之間的配合，實現(xiàn)了逆變電壓輸出及最大功率、同頻同相的跟蹤。

裝置方案的選用

DC-AC逆變方案：采用D類功放中自振蕩式模型的逆變拓撲，利用負反饋的高頻自激產生所需的PWM開關信號。此方案為閉環(huán)系統(tǒng)，在功率電源和負載變化時波形基本無失真，且硬件電路簡單。

鎖相鎖頻方案：利用鎖相環(huán)的鎖相鎖頻功能，將參考信號倍頻，產生與其同步的時鐘，以此時鐘調整輸入輸出的頻相關系。此方案完全由硬件電路實現(xiàn)，簡單方便。

最大功率點跟蹤方案：采用經典MPPT算法，對光伏陣列的輸出電壓電流連續(xù)采樣，尋找dP/dU為零的點，即為最大功率點。

裝置的原理框圖如圖1所示。在設計中，選用CD4046鎖相環(huán)芯片和功率MOS管IRF540等性價比較高的器件，采用基于MSP430F169單片機的經典控制算法來控制光伏并網發(fā)電模擬裝置。

圖1 裝置原理框圖

理論分析及參數設置

頻率跟蹤電路的設計

利用鎖相環(huán)CD4046可以實現(xiàn)輸入信號的倍頻和同步，輸入頻率45Hz~55Hz，經256倍頻后為11.52kHz~14.08kHz信號，送給單片機作為系統(tǒng)同步的時鐘。單片機用DDS原理產生幅度可調的正弦信號。此時鐘作為D/A輸出的時鐘，即可追蹤輸入信號的相位和頻率。鎖相環(huán)的原理框圖如圖2所示。CD4046的內部電路與外圍電路圖如圖3所示。此正弦信號送給本設計中自閉環(huán)的DA-AC逆變器作為輸入，輸出電壓就可以與參考輸入UREF同頻同相。為保證快速鎖定，需要調整R1、R2、C1的值使鎖相環(huán)中心頻率穩(wěn)定在50Hz。

圖2 鎖相環(huán)原理框圖

圖3 CD4046內部電路與外圍電路圖

MPPT最大功率點跟蹤的實現(xiàn)

本設計采用MSP430F169單片機作為主控芯片。它是TI公司出產的一種具有超低功耗的功能強大的16位單片機，具有FLASH存儲器。這款單片機的程序代碼空間為60KB+256B的FLASH，2KB的RAM，且具有強大的中斷功能，48個I/O引腳，每個I/O口分別對應輸入、輸出、功能選擇、中斷等多個寄存器，使得功能口和通用I/O口復用，在對同一個I/O口進行操作前要選擇其要實現(xiàn)的功能，這樣大大地增強了端口的功能和靈活性。該類單片機具有一個強大的16位RISC CPU（125ns指令周期），16位的寄存器以及常數發(fā)生器，能夠最大限度地提高代碼的效率。數字控制的振蕩器DCO允許在6微秒內從低功耗模式喚醒。而且，該芯片還配置了帶有3個捕獲/比較寄存器的16位定時器A和定時器B、12位快速A/D轉換器（帶有內部參考電平、采樣保持和自動掃描特性）、雙12位D/A轉換器，兩個通用同步/異步串行通訊接口USART、DMA。除此之外，該單片機還具有超低功耗的優(yōu)點，運行在1MHz時鐘條件下時，工作電流視工作模式不同為0.1μA ~280μA。

MSP430F169的這些特點十分適合開發(fā)的要求，選用MSP430F169可以輕松地實現(xiàn)連續(xù)的電壓電流采集。單片機由此數據計數出實時功率后根據MPPT算法自動調整，當dP/dU>0時通過增加系統(tǒng)的輸入阻抗增加實際得到的輸入電壓U以提高功率，反之則降低U ，最終達到dP/dU>0的最大功率點跟蹤。

提高效率的方法

開關電源電路設計中的主要損耗包括：場效應管的導通電阻損耗和開關損耗；濾波電路中電感和電容的損耗；隔離變壓器的鋼損與鐵損。綜合考慮成本和性能，本電路選用了IRF540，其導通電阻僅為77mΩ，輸入結電容為1700pF。在帶載額定電流1A時，全橋的靜態(tài)功耗Pon=4×I2×Ron=0.308W。由于濾波電感和電容工作在高頻下，起儲能釋能作用，因此電感要盡量減小內阻，并保留1mm磁隙防止飽和，電容則要選取等效串聯(lián)電阻ESR較小的高頻低阻類型，以減小在電容上產生的功率損耗，本設計中所用的電感線圈為多股漆包線并繞，以減小高頻下導線集膚效應帶來的損耗，并使用鐵氧體材料的磁芯，以減小其磁滯損耗。電容則選用聚丙烯電容，它具有較好的高頻特性、穩(wěn)定性和較小的損耗。為減小隔離變壓器T的損耗，導線的載流量選2.5A/mm2，選用冷軋鋼帶替代矽鋼片。

濾波參數的設置

濾波電感使用直徑36mm磁罐，加1mm磁隙，用0.4mm漆包線5股并繞20匝，實測電感為200μF左右；為減小通帶衰減，取截止頻率為5kHz，一百倍于基頻，得C=4.7μF。為進一步減小正弦波諧波分量，又用60μH鐵粉環(huán)電感與0.68μF電容進行了二次濾波，最終效果比較理想。

電路與程序設計

DC-AC電路

DC-AC逆變器由振蕩原理的D類功率放大器構成，利用負反饋的高頻自激，產生幅度較弱的高頻振蕩疊加在工頻信號上，經過比較器產生高頻SPWM開關信號通過浮柵驅動器驅動MOS管半橋。自振蕩逆變器框圖如圖4所示。DA-AC逆變器原理圖如圖5所示。

圖4 自振蕩逆變器框圖

圖5 DA-AC逆變器原理圖

由于負反饋在工頻上是穩(wěn)定的，因此輸出的信號的放大倍數由R2與 R4的分壓比決定，而自振蕩（產生的SPWM）頻率可通過微調補償網絡中的電阻、電容值進行調整，實際中綜合考慮損耗和濾波電路的設計，選定頻率約為28kHz，保證輸出電壓在功率電源HVDC范圍內，比例放大系數選為12。這種逆變器自身閉環(huán)，整個電路只使用一個比較器，可以根據負載的變化自動調整SPWM的占空比，使輸入/輸出電壓始終成比例關系。
設計時，使用兩個上述的自振蕩逆變器構成平衡橋式DA-AC變換器，以LM393做逆變的比較器，配合自帶死區(qū)的IR21094浮柵驅動器驅動IRF540功率MOS管，獲得了較高的效率和極低的失真度。

過流保護及自恢復電路

電流I在采樣電阻上產生的電壓經過LM358放大10倍后與參考電壓比較，超過則輸出低電平， C7經過二極管迅速放電，使#SD信號被拉低，浮柵驅動器輸出被關閉，向單片機報警。同時I變小，運放1腳（如圖6）輸出高電平，+5V經過R17對C7充電，經過一段時間達到浮柵驅動器的高電平門限時，再次打開場效應管。這樣可以保證過流時迅速關斷輸出，關閉一段時間后自行試探，在故障消除后可自動恢復。

圖6 過流保護電路圖
欠壓報警指示，實時顯示當前入口處Ud電壓
欠壓時MPPT算法將自動使輸出為零，功率最小。單片機實時采樣Ud電壓后在液晶上顯示，小于25V時報警。

控制電路與控制程序

在功率電源入口處用470k與20k金屬膜電阻分壓到合適電壓后進行電壓采樣，電流則由40毫歐電阻高端采樣后經隔離差動放大器HCPL7800放大后再由儀表放大器AD620轉換成單端電壓，送給A/D采樣，其中HCPL7800和AD620帶有48倍的增益，將電壓放大到2V左右，保證采樣電流有足夠的精度。功率最大時有

經典控制算法流程圖如圖7所示。

圖7 經典控制算法流程圖

測試方法與數據、結果分析

測試儀器選用：數字示波器TDS1002；4位半數字萬用表VC9807A+；20M數字信號源RIGOL DG1022；雙路可跟蹤直流穩(wěn)定電源HY1711。測試框圖如圖8所示。

圖8 測試流程圖

測試方法：

①最大功率點跟蹤功能：在60V輸入電壓情況下，根據測試數據表1改變RS與 RL(30Ω~36Ω)，記錄電壓表2與電壓表1的示數。
②頻率相位跟蹤功能：根據測試數據表2改變輸入信號UREF從45Hz~55Hz步進，從示波器觀察頻率跟蹤的速度和輸出電壓的頻率，以及兩者的相位差，記錄在測試數據表2中。
③效率：額定RS=RL =30Ω時，記錄電壓表1、電壓表2，電流表1、電流表2的示數，效率=UoIo/UiIi
④失真度：用示波器FFT觀察顯示波形，記錄基波和各次諧波的幅度。
測試數據：
① 數據記錄：各數據列于表1~表3中。

表1 最大功率點跟蹤

表2 頻率相位跟蹤

表3 DA-AC變換器效率

②計算效率：

③輸出過流保護和自恢復功能：將輸出短路，電路進入過流保護，指示燈亮，液晶屏顯示報警，除去短路后報警消失，電路恢復正常。

④輸入欠壓保護和自恢復功能：調節(jié)輸入電壓 ，當電壓表2顯示電壓低于25V時液晶屏顯示報警。再提高電源電壓，報警消失，電路重新正常工作。

結束語

為了較好地實現(xiàn)頻率相位跟蹤、DA-AC逆變、欠壓及過流自恢復保護等功能，本設計基于MSP430F169單片機，采用較少元件、較低成本的模擬方案，設計了模擬電路，實現(xiàn)了光伏并網發(fā)電模擬裝置的設計，具有較強的實用性。