差分信號回流路徑的全波電磁場解析

1、差分信號簡介

當(dāng)驅(qū)動器在傳輸線上驅(qū)動一路信號時，在信號線和返回路徑之間會存在一個信號電壓，通常稱為單端傳輸線信號。當(dāng)兩路驅(qū)動器驅(qū)動一個差分對時，除了各自 的單端信號外，這兩路信號線之間還存在著一個電壓差，稱為差分信號。與單端信號相比，差分信(DifferentialSignal)在信號完整性方面有 很多優(yōu)勢。如降低了軌道塌陷和EMI,有更好的抗噪聲能力，對衰僐不敏感。在高速電路設(shè)計中的應(yīng)用越來越廣泛，電路中最關(guān)鍵的信號往往都要采用差分結(jié)構(gòu)設(shè) 計。

承載差分信號的任一一對走線就稱為差分走線。差分傳輸線具有兩種獨特的傳傳輸方式---奇模方式和耦模方式。奇模方式在兩個傳輸信號間存在以個非零電位，耦模方式一對信號相對GND 有一個非零電位。而實際的差分信號帶有直流偏置的差分信號。

2、差分信號回路三維建模

為了對差分信號回路進行精確的分析，需要借助三維的電磁場仿真軟件。選用了Ansoft的HFSS 進行三維建模和分析。 HFSS 是基于三維電磁場設(shè)計的EDA 標準設(shè)計工具。HFSS 依據(jù)其獨有的模式?節(jié)點和超寬帶插值掃頻專有技術(shù)，利用有限元(FEM)快速精確求解整板級PCB 或整個封裝結(jié)構(gòu)的所有電磁特性，真正全面考慮(準)靜態(tài)仿真中無法分析的有失配、耦合、輻射及介質(zhì)損耗等引起的電磁場效應(yīng)，從而得到精確的頻域高頻特性 (如S 參數(shù)等)并生成全波Spice模型以支持高頻、高速、高密度PCB 應(yīng)用中實現(xiàn)精確的Spice寬帶電路仿真設(shè)計。

為了表明較長回流路徑的影響，參見圖2,描述了一根帶狀線跨過了地參考平面上的一個溝壑，構(gòu)建的一個不連續(xù)回流路徑的簡單模型，該模型結(jié)構(gòu)簡單，回 流路徑很容易被理解，同時它也能被擴展應(yīng)用到更多的常見結(jié)構(gòu)中。定義信號回路的信號在PCB板上的位置以及PCB疊層如圖1和結(jié)構(gòu)如圖2所示，為帶狀線， 特征阻抗100歐姆，銅箔厚度0.035mm,信號線線寬0. 127mm,信號的間隙為0.2286mm,,線長5cm.介質(zhì)厚度為0.1524mm,GND的銅箔度。0.035mm,介電常數(shù)4.0.

圖1 PCB 疊層結(jié)構(gòu)

信號跨分割溝壑，即信號的參考平面不是完整平面。回流路徑中的間隙通常用于隔離電路板上的某個區(qū)域。當(dāng)電源平面用做參考層或使用分離電源層時也會出 現(xiàn)開槽的間隙。有時在回流路徑中出現(xiàn)了非故意的開槽間隙，像回流路徑中出砂孔過分刻蝕和交疊的情況，造成信號回流參考平面不完整。如圖2 所示：

如圖2 跨越地平面溝壑信號的平面幾何圖形

根據(jù)圖1 和圖2,在HFSS 下進行三維建模如圖4,導(dǎo)線處在介電常數(shù)為4.0,損耗角正切為0.02 的板材中，板材的上下側(cè)均為銅箔參考平面，導(dǎo)線的差分特征阻抗為102 歐姆。

圖3 完整參考平面的三維幾何圖形

3、完整參考平面回路場效應(yīng)分析

導(dǎo)線的兩端定義端口分別為Waveport1 和Waveport2, 端口Waveport1 的激勵定義為Wave port 阻抗為50 歐姆，差分阻抗為100 歐姆; 端口Waveport1 的邊界條件定義為Waveport 阻抗為50 歐姆，差分阻抗為100 歐姆。場分析時，在整板外圍設(shè)計為50 C 50 C 40空氣體，將該空氣體的吸收邊界條件定義為Radiation.在HFSS 中，設(shè)定求解的頻率為2.5GHz,最大的ΔS 為0.05,設(shè)置為5%能滿足精度要求而又不需要花費太多的時間，在此基礎(chǔ)上加入間插頻率掃描分析，即定義全波模型適用的頻率范圍，從0.01GHz 掃描5GHz,步長0.01GHz,誤差2%,進行分析計算。結(jié)果如下圖5 為：

根據(jù)S 參數(shù)的基本知識，如果以Waveport1 作為信號的輸入端口， Waveport2 作為信號的輸出端口，S11 表示回波損耗，也就是有多少能量被反射回源端，這個值越小越好，一般建議S110.1,即-20dB,S21 表示插入損耗，也就是有多少能量被傳輸?shù)侥康亩?Port2)了，這個值越大越好，理想值是1,即0dB,越大傳輸?shù)男试礁?，一般建議 S21>0.7,即-3dB.

圖4 S 參數(shù)

圖5 完整參考平面-S 參數(shù)曲線圖

如圖4 可以查出：T1 的S11 為0.059688,S21 為0.9086;T2 的S11 為0.016963,S21 為0.90776.

如圖5:T1 和T2 的S21-20dB,S11-3dB.從上面的S 參數(shù)可以判斷該信號為正常。

然后進行銅箔平面的場的定義。

銅箔平面GND1 Polt fields 為Mag_E,結(jié)果如圖6 所示：

圖6 完整參考平面情況下GND1 的電場分布圖

銅箔平面GND1 Polt fields 為Mag_E,結(jié)果如圖7 所示：

圖7 完整參考平面情況下GND2 的電場分布圖

如圖6 和7 可以明顯看出T1 和T2 的電場能量主要集中貼近差分信號下面的GND1 層。由于GND1 與SIG 間的FR4_1 的板材厚度為0.1651mm;GND2 與SIG 間的FR4_2 的板材厚度為0.7099mm,GND1 與SIG 間距比GND2 與SIG 間距小。GND2 層的電場能量相對GND1 的電場能量要少得多，從圖7 可以看到紅色區(qū)域是電場能量最大的地方。高速信號的回流路徑緊貼最近的參考平面回流。

當(dāng)回流路徑上存在不連續(xù)點的時候，電流就要繞過這些不連續(xù)的地方，從而增大了回路面積，回路面積的增加就會導(dǎo)致電感的增加，這就會造成信號完整性的 問題?；亓髀窂降牟贿B續(xù)會造成的最基本的效應(yīng)就是等效地增加了電路上的串聯(lián)電感，而感應(yīng)系數(shù)的大小則由電流實際繞過的距離來決定。那么對于一個電子信號來 說，它需要尋找一條最低阻抗最小電感的電流回流到地的途徑，所以如何處理信號回流就變得非常關(guān)鍵。而差分信號不同于單端信號，差分信號是由奇模方式和耦模 方式組成的。在奇模的情況下可以在兩個導(dǎo)體正中間豎直畫一條線，這樣穿過它的電力線都是和這條線垂直正交的。那么在奇模情況下的兩個導(dǎo)體之間存在一個虛擬 的地。當(dāng)奇模信號的回路不理想時，這個虛擬的地就可以給信號提供一定的參考，繼而可以降低因為非理想回路而造成的對信號質(zhì)量的影響。但耦模分量沒有虛擬的 地參考回路，在跨越開槽間隙是耦模分量會受到嚴重的影響。那么，參考平面間隙究竟對差分信號完整性影響有多大呢?帶著這個問題，開始下面的參考平面間隙對 差分信號回流路徑影響的分析。

4、開槽GND1 參考平面其回路場效應(yīng)分析及S 參數(shù)分析

將參考平面GND1開槽，參考平面GND2保持完整，其三維幾何圖形如圖8:

圖8 參考GND1 平面開槽的三維幾何圖形

導(dǎo)線的兩端定義端口分別為Waveport1 和Waveport2, 端口Waveport1 的激勵定義為Wave port 阻抗為50 歐姆，差分阻抗為100 歐姆; 端口Waveport1 的邊界條件定義為Waveport 阻抗為50 歐姆，差分阻抗為100 歐姆。場分析時，在整板外圍設(shè)計為50 C 50 C 40空氣體，將該空氣體的吸收邊界條件定義為Radiation.在HFSS 中，設(shè)定求解的頻率為2.5GHz,最大的ΔS 為0.05,設(shè)置為5%能滿足精度要求而又不需要花費太多的時間，在此基礎(chǔ)上加入間插頻率掃描分析，即定義全波模型適用的頻率范圍，從0.01GHz 掃描5GHz,步長0.01GHz,誤差2%,進行分析計算。結(jié)果如下圖9:

圖9 參考平面GND1 開槽-S 參數(shù)曲線圖。

圖10 S 參數(shù)

如圖10:可以查出：T1 的S11 為0.36357,S21 為0.79713;T2 的S11 為0.382,S21 為0.78853。

如圖9:T1和T2 的S21 均不小于-20dB,S11 接近-3dB.回波損耗S11, GND1 開槽和完整參考平面相比較，GND1 開槽的回波損耗S11(大約在0.37)要比整參考平面的回波損耗S11(大約在0.035)差了一個數(shù)量級，GND1 開槽的情況下信號有部分能量反射會源端，致使回波損耗S11 變大。