基于0.18μm RF CMOS工藝的低相噪寬帶LC VCO設(shè)計(jì)

0 引言

壓控振蕩器(VCO)是射頻集成電路(RF-ICs)中的關(guān)鍵模塊之一。近年來隨著無線通信技術(shù)的快速發(fā)展，射頻收發(fā)機(jī)也有了新的發(fā)展趨勢(shì)，即單個(gè)收發(fā)機(jī)要實(shí)現(xiàn)寬頻率多標(biāo)準(zhǔn)的覆蓋，例如用于移動(dòng)數(shù)字電視接收的調(diào)諧器一般要實(shí)現(xiàn)T-DMB、DMB-T等多個(gè)標(biāo)準(zhǔn)，并能覆蓋VHF、UHF和LBAND等多個(gè)頻段。本文所介紹的VCO設(shè)計(jì)采用如圖1(a)所示的交叉耦合電感電容結(jié)構(gòu)，相對(duì)于其他結(jié)構(gòu)的VCO來說該結(jié)構(gòu)更加易于片上集成和實(shí)現(xiàn)低功耗設(shè)計(jì)，并且利用LC諧振回路的帶通濾波特性，能獲得更好的相位噪聲性能。

本設(shè)計(jì)采用TSMC的0.18μm、5層金屬的RFCMOS工藝，所用無源器件全部片內(nèi)集成，其中螺旋電感由第5層金屬制成。由于該金屬層較厚因而具有較低的寄生串聯(lián)電阻，保證了螺旋電感具有足夠高的Q值。該VCO用于覆蓋VHF、UHF和LBAND三個(gè)頻段的零中頻結(jié)構(gòu)接收機(jī)(ZERO-IFtuner)。實(shí)測(cè)結(jié)果表明，在1.8 V電源供電的情況下，僅消耗2.7 mA的電流，輸出頻率實(shí)現(xiàn)了在1.65～2.45 GHz的超寬范圍內(nèi)連續(xù)可調(diào)。在1.65 GHz工作頻率下，20 kHz頻偏處的相位噪聲僅為-87.88 dBc／Hz，完全滿足接收機(jī)的系統(tǒng)要求。

1 寬帶LC VCO設(shè)計(jì)

本設(shè)計(jì)的主要目標(biāo)是要能覆蓋800MHz以上的頻率范圍，中心頻率在2 GHz，即覆蓋1.6～2.4 GHz。在選擇核心電路時(shí)采用了圖1的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，因?yàn)橄鄬?duì)于其他能實(shí)現(xiàn)超寬頻率覆蓋范圍的結(jié)構(gòu)如環(huán)形振蕩器或松弛振蕩器，該結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單高效，不僅易于片上集成，而且能實(shí)現(xiàn)更低的相位噪聲。

1.1 LC諧振回路設(shè)計(jì)

VCO的頻率調(diào)節(jié)范圍與可變電容的容值調(diào)節(jié)范圍直接相關(guān)。在控制電壓的變化范圍一定的情況下，一味地增大MOS可變電容的尺寸雖說可以提高Cmax與Gmin的比值，從而實(shí)現(xiàn)超寬頻率覆蓋范圍。但這樣會(huì)導(dǎo)致VCO的增益(KVCO)過高，從頻率綜合器設(shè)計(jì)的角度來說這是不可取的，它會(huì)使系統(tǒng)的相位噪聲惡化。本設(shè)計(jì)采用開關(guān)電容陣列將目標(biāo)頻段劃分成若干子頻段，子頻段內(nèi)的連續(xù)調(diào)節(jié)則通過控制電壓改變可變電容的容值來實(shí)現(xiàn)。這樣一個(gè)較小的MOS可變電容就可以覆蓋每個(gè)子頻段，KVCO也控制在合理的范圍之內(nèi)了。

LC諧振回路主要由三部分構(gòu)成：高Q值的片上螺旋電感、做在NWELL中的MOS可變電容以及一個(gè)提供頻率粗調(diào)的開關(guān)控制的電容陣列，如圖2(a)所示。注意C0為MIM電容，具有較高的Q值，因而不會(huì)使諧振回路的Q值惡化。6個(gè)開關(guān)分別控制以2的冪為權(quán)重的MIM電容是否接入諧振回路。當(dāng)開關(guān)全部導(dǎo)通時(shí)，回路中接人了最多的電容，此時(shí)VCO振蕩頻率最低并具有最小的KVCO；當(dāng)開關(guān)全部斷開時(shí)，回路中接入了最少的電容，此時(shí)VCO振蕩頻率最高并具有最大的KVCO。VCO振蕩頻率由公式(1)決定。

式中，Cvar是可變電容的容值，Carray是接入回路的MIM電容容值，Cp是回路中寄生電容的容值。開關(guān)的通斷僅僅提供了頻率的粗調(diào)，即選擇VCO工作在某一個(gè)子頻段，而頻率的細(xì)調(diào)是由MOS可變電容實(shí)現(xiàn)的?？勺冸娙莸某叽绺鶕?jù)公式(2)來選取?？紤]到寄生電容的影響，為了保證相鄰子頻段的頻率覆蓋是連續(xù)的，在控制電壓變化范圍內(nèi)可變電容的平均容值應(yīng)為C0的2～3倍。

圖2中電路還有兩點(diǎn)需要注意。一是電阻R不能省略，R提供了開關(guān)到地的直流通路，如果省略該點(diǎn)電位將浮空，影響開關(guān)工作狀態(tài)。R的阻值也不是越大越好，選取時(shí)應(yīng)考慮版圖面積的限制。二是控制開關(guān)實(shí)現(xiàn)時(shí)應(yīng)選用工藝允許的最小溝道尺寸，這樣的好處是一方面能實(shí)現(xiàn)最小的導(dǎo)通電阻從而不會(huì)給回路帶來過多的損耗，另一方面能把回路的寄生電容減小到最低程度從而提高了VCO的最大振蕩頻率。

1.2 核心電路設(shè)計(jì)

LC VCO的核心電路采用了互補(bǔ)的交叉耦合結(jié)構(gòu)，如圖1(a)所示。相對(duì)于非互補(bǔ)結(jié)構(gòu)來說，這一結(jié)構(gòu)的電流利用效率最高，因?yàn)镻MOS和NMOS交叉耦合對(duì)共用了一路偏置電流提供能量，來補(bǔ)償LC諧振回路的損耗。

作為交叉耦合對(duì)的MOS管M1～M4的寬長(zhǎng)比主要由VCO起振條件決定?？紤]圖1(b)中LC VCO的簡(jiǎn)化模型，起振條件可由公式(3)來表示，其中g(shù)m為交叉耦合對(duì)的等效跨導(dǎo)，RT為L(zhǎng)C諧振回路在振蕩頻率fosc處的等效阻抗，rL為螺旋電感的寄生電阻。

從公式(3)可以知道起振條件與振蕩頻率是密切相關(guān)的，最壞情況出現(xiàn)在最低振蕩頻率fosc，min處。為了留有足夠裕量，實(shí)際設(shè)計(jì)時(shí)應(yīng)按公式(4)來確定M1～M4的尺寸。

尾電流源采用了PMOS管，因?yàn)镻MOS管具有更小的1／f噪聲。M5漏極并聯(lián)一個(gè)40 pF的大電容，一方面對(duì)電流源上的噪聲有一定濾波作用，另一方面使得該點(diǎn)成為理想的交流虛地點(diǎn)，有利于改善振蕩波形的對(duì)稱性，從而提高VCO相噪性能。

2 測(cè)試結(jié)果

VCO流片采用了TSMC先進(jìn)的0.18 μm RFCMOS工藝。圖3是版圖實(shí)現(xiàn)的截圖，可以看到整個(gè)布局做到了嚴(yán)格對(duì)稱。

測(cè)試主要采用了Agilent的E3631高精度電源和帶相噪測(cè)試功能的E4440頻譜分析儀。圖4是電容陣列的調(diào)檔情況，每一短線對(duì)應(yīng)一個(gè)子頻段(子頻段數(shù)為n)，子頻段內(nèi)的頻率覆蓋通過改變加在可變電容上的控制電壓Vctr1，Vctr2實(shí)現(xiàn)。圖中可以看出在1.65～2.45 GHz范圍內(nèi)VCO實(shí)現(xiàn)了連續(xù)覆蓋。另外需要注意的是由于圖1中M1～M5引入的寄生電容使得電容陣列并不能按嚴(yán)格的二進(jìn)制規(guī)律切換，因此在最高位切換時(shí)看到了一個(gè)明顯的頻率變化，但這并沒有影響頻率的連續(xù)覆蓋。

除了寬頻率覆蓋范圍以外，低相位噪聲是另一重要的設(shè)計(jì)目標(biāo)。圖5和圖6分別給出了在1.65 GHz和2.45 GHz載波頻率處相位噪聲的量測(cè)情況。低頻段25kHz頻偏處VCO相噪低至-87.88 dBc／Hz。高頻段時(shí)相噪性能略有降低，這是因?yàn)榇藭r(shí)VCO增益最高，控制電壓上的噪聲通過MOS可變電容轉(zhuǎn)換成相位噪聲Nphase，使相噪性能惡化。

VCO由1.8V電源供電。表1列出了在核心電路耗電2.7 mA和3.6 mA兩種情況下各性能指標(biāo)的量測(cè)結(jié)果。

3 結(jié)論

采用互補(bǔ)型交叉耦合LC VCO作為核心電路，通過二進(jìn)制MIM電容陣列和MOS可變電容分別對(duì)頻率進(jìn)行粗調(diào)和細(xì)調(diào)，再結(jié)合簡(jiǎn)單實(shí)用的相位噪聲優(yōu)化措施，本文所介紹的VCO在TSMC 0.18 μmRFCMOS工藝下實(shí)現(xiàn)了極大的頻率覆蓋范圍并具有良好的相噪性能，1.8 V電源供電時(shí)電流消耗可低至2.7 mA，完全能夠勝任多標(biāo)準(zhǔn)通用調(diào)諧器苛刻的系統(tǒng)要求。