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怎樣維持高性能移動CPU電源的低元件成本

作者: 時間:2012-06-28 來源:網(wǎng)絡 收藏

筆記本電腦的新型處理器對提出了更高的要求:電流應該更大、對負載階躍響應速度更快、輸出電壓在電壓識別(VID)碼刷新后應能做出更迅速的調(diào)整。如果現(xiàn)有的設計可以滿足最新的負載階躍響應用規(guī)范要求、可保證低紋波,且在所有工作模式下(特別是待機模式)都能實現(xiàn)高效率,那么把該設計復用到一個新系統(tǒng)則是一個優(yōu)先的選擇。不幸的是,較老的控制器無法直接通過現(xiàn)有的輸出電感來提供快速的負載階躍響應,因此它們需要額外的大電容讓瞬態(tài)過程變得平滑。不過,新的設計的可用空間與較老式設計所能利用的空間是相同的,因此無法放置額外的電容。本文將討論一種可行的替代方案。

本文引用地址:http://m.butianyuan.cn/article/176829.htm

解決新問題的新型控制器

對大多數(shù)筆記本電腦應用來說,兩相設計可以把電感電流值控制在每相20A或者更低,以便對負載階躍進行最快響應,并保證最低。開關頻率設定必須足夠高,以便能以所要求的轉(zhuǎn)換速率對負載的瞬態(tài)變化做出響應。必須保證MOSFET的RDSON很低,以最大限度地減少高頻開關損耗,而且控制器的反饋環(huán)路的帶寬必須足夠高,以確保響應的快速性。不幸的是,老式的控制器的帶寬有限。提高開關頻率并無裨益,因為很窄的帶寬限制了環(huán)路響應。電感不能提供很大的電流階躍,因此需要更多的大電容。這種設計的和尺寸非常大,而且限制了實時輸出電壓的階躍響應。

新型多相同步控制器可以解決這些問題。它們穩(wěn)定而高速的反饋回路可以實現(xiàn)尺寸更小、更低的設計。有些控制器還支持在較低開關頻率下單相工作,從而大大提高低電流和間歇電流條件下的效率。

若得到恰當?shù)难a償,高帶寬控制器可以應對最大的負載階躍而不會產(chǎn)生振蕩。控制器可以通過電感提供更多電流,因此從大電容上取走的電荷量更少。新型的控制器可以快速響應電流瞬態(tài),并同時導通多個相,增加可用的負載電流而無需增加大電容??刂破骺梢蕴幚砗艽蟮呢撦d階躍,從而讓電感、電容和MOSFET的選擇簡單易行。

確定電感值

每相數(shù)百kHz的開關頻率可以保證設計在開關損耗、紋波和輸出濾波器的尺寸等方面取得良好平衡。輸出濾波器中的電感值取決于紋波要求而非輸出電壓。

其中,R0是負載電阻,Vripple是所容許的、由于電感紋波電流所引起的紋波電壓。電感中的紋波電流峰峰值應該小于其最大DC電流的一半。8A的紋波電流在負載為2.5mΩ的情況下所對應的紋波電壓是20mVpp。對兩相電源來說,Vvid輸出電壓為1.115V,F(xiàn)SW=280kHz,從式(2)可以計算出L≥423nH。

電感不應該在每相峰值電流處出現(xiàn)飽和,應該能承受磁芯損耗和平均繞組電流。使用盡可能小的電感可以減少輸出電容器的數(shù)量。電感的直流電阻會影響許多控制器設計中的電流敏感度,因而需要在功率損耗和測量精度之間取一個折衷的值。

最大限度減少輸出電容值

開關穩(wěn)壓器輸出端的陶瓷電容和大電容具有不同的作用。陶瓷電容負責處理的高頻瞬態(tài)過程,將它們放置在插座里面,可以實現(xiàn)最佳的瞬態(tài)抑制,但這限制了所放置的電容數(shù)量。如果需要額外的電容,則必須將它們放置在插座附近。

最壞的瞬態(tài)過程通常是在深休眠狀態(tài)發(fā)生的最大負載階躍。開關的導通時間、最大輸出電流階躍和最大輸出轉(zhuǎn)換速率決定了在CPU電源引腳處的輸出濾波器的設計。對大多數(shù)筆記本應用來說,輸出電容至少為300μF,這可以通過32只并聯(lián)的0805 10μF陶瓷電容來獲得。PCB上寄生參數(shù)的變化將導致所需的電容數(shù)量量發(fā)生改變。

簡單地在低頻輸出濾波端放置一堆大電容,除了成本很高、尺寸很大外并無什么好處。實時的電壓變化設定了一個上限值,即電源必須能產(chǎn)生電壓躍升,且在給定的時間內(nèi)穩(wěn)定到特定的誤差帶內(nèi)。輸出端還要求輸出電容具有最小電容值限制,以便在最大負載階躍Io條件下和最大可容忍的過沖范圍內(nèi),保證具有平滑的負載電壓。

在最大的可容忍過壓Vosmax條件下,負載電壓是

Vo=Io×Ro+Vosmax

這些方程可以確定大電容Cx的極限值,

其中K=-ln (VERR / VV)。

為了滿足上述方程,大電容的等效串聯(lián)電阻(ESR)應該小于降壓電阻Ro的兩倍。如果上述方程的求解結(jié)果表明Cxmin大于Cxmax,則可以減小電感值,或者增加更多的相,以滿足Vvid階躍要求。若要求在減小電感的同時相同的輸出紋波,則開關頻率應該提高。

例如,若Cz=320μF,實時VID階躍為22μs、220mV階躍(tv和Vv),限制過沖電壓為27mV,穩(wěn)態(tài)電壓誤差(Verr)為10mV,則大電容應該在1.1mF到2.1mF的范圍內(nèi)。若采用4個330μF的鋁電解電容,且每個電容的ESR典型值為6mΩ,則總的電容值為1.32mF,總的ESR為1.5mΩ。

大電容的等效串聯(lián)電感(ESL)應該足夠低,以便在負載出現(xiàn)階躍時抑制高頻振鈴。

ESL=Cz×Ro2×Q2,其中,對于臨界阻尼系統(tǒng)來說,Q2被限制為2。

如果大電容的ESL太大了,則可以增加陶瓷電容的數(shù)量,或者采用ESL較小的大電容。

MOSFET的選擇

降壓電源中的MOS功率器件需要具有很低的RDSON,以使導通損耗和功率耗散最小化。它們還要求很低的輸入電容,以最大限度減少導通時間。更快且CISS更低的器件具有更高的RDSON,因此需要在這幾個指標之間進行折衷。由于采用MOSFET驅(qū)動電路,所以柵極驅(qū)動電壓被限制為5V,這樣,具有邏輯電平閾值的MOSFET便成了唯一選擇。來自主電流和紋波電流的功率耗散是同步MOSFET功率損耗的主要組成部分。

如果逆?zhèn)鬏旊娙菰陂_關節(jié)點變?yōu)楦唠娖綍r將足夠多的電荷耦合到柵極上,同步MOSFET可能會意外導通。這會導致主器件和同步器件同時導通的直通現(xiàn)象(shoot-through)。為防止這種情況出現(xiàn),可以使用一個反饋電容,并使它與同步器件上輸入電容的比值為1:10或者更低。

同步MOSFET的關斷時間應該小于每相的MOSFET驅(qū)動器的非重疊死區(qū)時間(dead time)。舉例來說,ADI公司的ADP3419 MOSFET驅(qū)動器的輸出阻抗為1.5Ω,其典型的死區(qū)時間為45ns。如果使用一個典型柵電阻為1Ω的MOSFET,并讓RC時間常數(shù)小于45ns,則總的柵電容值的上限為9,000pF。當使用兩個并聯(lián)MOSFET時,每個柵電容應該小于4,500pF。

高壓端的MOSFET要求能承受導通電流和開關損耗所產(chǎn)生的功耗。開關損耗來自于開關的導通和關斷,因此這些FET的輸入電容值必須小于同步MOSFET的輸入電容值。

需要注意的另一問題是每一相驅(qū)動電路的損耗。每個驅(qū)動器的總待機功耗加上提供柵電荷時對應的功耗,應該小于驅(qū)動器在最高環(huán)境溫度下的熱耗散極限。對于工作在溫度可高達90oC的PCB上的 SOIC封裝來說,0.5W的總耗散對應120oC的結(jié)溫。

推薦的輸入電容值

高功率側(cè)的MOSFET的漏極電流近似于方波,其占空比等于n×Vout / Vin,最大輸出電流幅值則乘以1/n。為濾除輸入紋波,必須保證輸入電容的ESR很低,具體值根據(jù)最大RMS電流來確定。這個RMS電流為

在最小8V電池電壓條件下,當最大占空比Dmax為0.144時,從式(5)可以得出Icrms等于9.05A。

電容器制造商給出的電流額定值可能是根據(jù)2,000小時的使用壽命給出的,因此必須使用額定值高于采用計算出的Icrms時的電容值。

輸入電容值由可接受的紋波量來決定。電容的ESR和AC電流必須很低以滿足系統(tǒng)要求。

對快速負載變化的響應

控制器必須對最大的負載階躍和負載釋放進行有效響應。每相導通延遲過程非常長的老式架構(gòu)的響應速度還不夠快,控制器、驅(qū)動器和MOSFET也必須有足夠快的響應速度,以便滿足實時VVID變化的要求。

較早的單邊沿設計是等到下一個時鐘循環(huán)才對控制器在非工作狀態(tài)下發(fā)生的負載瞬態(tài)做出響應。它們一次只能對一相提供時鐘驅(qū)動,從而迫使電源從大電容獲得電流。

更新的控制器則通過異步校正來減少負載階躍響應時間,并同時減少電容器的數(shù)量。它們可以立刻導通所有的相來為CPU提供電流,而不會導致內(nèi)部時鐘的延遲。

同步降壓控制器(如ADI的ADP3207A)可以對突然的負載變化做出響應。它們可以讓所有相都與負載的階躍同步導通,無需等待即可提供最大電流。它們對最壞情況下的階躍的全相響應時間一般為1μs或更少。在最初的負載階躍需求得到滿足后,負載可以得到額外的電流供應,隨后系統(tǒng)進入正常工作狀況,因此紋波量并不會增加。

為了應對大的負載階躍,有些控制器同時導通所有的相。它們當中的大多數(shù)都使用線性傳遞函數(shù)特性來消除負載變化帶來的影響并控制輸出。但ADP3207A卻使用非線性增益來響應負載階躍。最大負載階躍的大信號使系統(tǒng)傳遞特性處于傳遞函數(shù)的高增益段,從而讓所有的輸出相都導通。較小的負載階躍對應傳遞函數(shù)曲線的低增益部分,從而可用標準的PWM方式來獨立調(diào)節(jié)每一相輸出。這樣做的好處是抗噪聲性能更好、抖動更低,因為大多數(shù)噪聲將作用在傳遞函數(shù)的小 信號、低增益部分。具有恒定高增益的控制器更容易受噪聲影響。

大多數(shù)的應用需要使用兩相電源,但這些控制器可以輕松配置成支持三相電源工作,以保證更高效率。每相輸入電流會隨著相數(shù)的增加而下降,因此電池在給定時間內(nèi)的電流消耗也會相應降低,當然代價是需要額外的元器件,于是成本和空間占用相應上升。

怎樣維持高性能移動CPU電源的低元件成本

圖1:當使用兩相電源,ADP3207A和ADP3419對負載階躍的響應。

圖1給出了當負載出現(xiàn)階躍,所有相都導通時的響應情況,本例子使用了兩相電源。

控制器需要在節(jié)約電池的低功耗模式下高效率地工作。ADP3207A在處理器選擇低功耗工作時,可以變換到單相工作模式。在這種模式下,開關頻率與負載電流成正比,以保證最佳的功率效率。此外需要控制單相同步MOSFET,以免出現(xiàn)反向電感電流。圖2給出了ADP3207A的一個電路實例。

ADP3207A在處理器選擇低功耗工作時,可以變換到單相工作模式。

圖2:ADP3207A在處理器選擇低功耗工作時,可以變換到單相工作模式。

本文小結(jié)

應用所采用的控制器正在努力跟上新的移動處理器的最新需求變化。通過引入新技術來改善控制器的響應特性,電源的總尺寸和成本可以保持不變,同時縮短響應時間,從而保證更新的移動設計得以實現(xiàn),且不會影響移動PC的總體尺寸和最終用戶所付出的費用。



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